输出带通滤波器（精选7篇）
输出带通滤波器 第1篇
随着国标地面数字电视（DTMB）标准的确定，以及中国移动多媒体广播（CMMB）的迅速推广并成功进行商业化，目前国内无线数字电视业务正飞速发展。截至2010年年初，全国已有近百个城市开通了国标地面数字电视信号，超过340个城市开通了CMMB业务。无线数字电视业务的快速发展对UHF频段的频谱资源提出了要求。目前UHF频段DS-13～DS-48频道基本被模拟无线电视占据，如果需要开展无线数字电视业务，则需要开发使用与现有模拟频道间隔很近甚至邻频的频道。
数字发射机输出带通滤波器是无线电视发射系统中的重要部件之一，滤波器在整个发射系统中起着规范频谱、降低频道间干扰的重要作用。滤波器指标的好坏，直接影响到发射系统的工作效率的高低，甚至决定整个系统是否可以正常工作。
目前，国内并没有出台统一的数字发射机输出带通滤波器的技术标准，众多设备生产商都是根据各自对国标地面数字电视和中国移动多媒体广播标准的理解生产滤波器，难免会出现一些问题。近期，笔者正会同无线发射领域的一些专家，积极开展数字发射机输出滤波器技术标准的制定工作，现将部分成果总结整理成文，希望对同行的技术人员有所帮助。
本文通过对国内相关技术标准的研究，得出满足国标地面数字电视和中国移动多媒体广播标准的发射机输出带通滤波器的主要指标要求，包括工作频率、频道带宽、功率等级和功率容量、反射损耗、插入损耗、带外衰减、端口阻抗和端口类型等。
2 工作频率
数字发射机输出带通滤波器的工作频率可以根据数字电视发射机的相关标准确定。GYT 229.4-2008标准中规定，国标地面数字电视发射机的工作频率应满足GB/T 14433标准的规定；而GDJ020-2008标准中明确规定，满足CMMB 8MHz带宽情形的数字发射机的UHF频道为DS-13至DS-48，即工作频率范围为470～798MHz。考虑到目前的实际应用情况，可将滤波器的工作频道确定为DS-13至DS-48，即工作频率范围为470～798MHz。
3 通带带宽
GB 20060-2006标准中规定的国标地面数字电视频道的有效带宽为7.56MHz, GYT 220.1-2006标准中规定的CMMB频道的有效带宽为7.512MHz (8MHz带宽情形）。因此，可统一将发射机输出带通滤波器的通带带宽设定为7.6MHz，即中心频率±3.8MHz，两个相邻频道之间有400kHz的过渡带，如图1所示。
4 功率等级和额定功率容量
数字发射机输出带通滤波器的功率等级可以根据发射机的相关标准确定，但目前公布的标准中并没有明确规定数字电视发射机的额定输出功率等级。考虑到目前的实际应用情况，可选的发射机或滤波器的功率等级可以包括50W、100W、300W、500W、1kW、2kW、3kW等。
滤波器的额定功率容量是指在正常工作的情况下，滤波器所能承受的最大输入功率。滤波器加载额定功率一段时间后，除了要求滤波器的各项技术指标不能发生明显改变，滤波器保持正常工作状态之外，还要求滤波器的温升也需要控制在一定的范围内。根据我们在实际工作中获取的经验，滤波器加载额定功率工作1小时后，滤波器表面的温升一般应控制在20℃之内。
5 反射损耗（或电压驻波比）
数字发射机输出带通滤波器的反射损耗（或电压驻波比）指标可以参考对数字电视发射机的指标要求。GYT 229.4-2008和GDJ020-2008标准中规定，正常工作的数字电视发射机输出端口反射损耗应大于26dB，允许工作的反射损耗应大于20dB。
由于滤波器的反射损耗和通带带宽、带外衰减等指标是矛盾关系，即反射损耗指标越低，滤波器的通带带宽越窄，滤波器的带外衰减越小。因此，为了保证滤波器的其它技术指标，不建议将滤波器的反射损耗指标规定的太低。滤波器的反射损耗大于20dB（即电压驻波比小于1.2），完全可以满足实际应用的需要。
需要注意的是，这里讨论的反射损耗或电压驻波比指标，都是针对于一个有效通带带宽，即7.6MHz，而不是8MHz。
6 插入损耗
插入损耗是滤波器的重要技术指标之一。插入损耗指标越小，损耗在滤波器上的信号能量越少，整个发射系统的效率就越高。滤波器的插入损耗指标与滤波器的工作频率、通带带宽、结构、材料、加工工艺、调试技巧等因素均有直接关系。
发射机的输出功率越低，滤波器的功率等级越低，相应的对滤波器插入损耗指标的要求也就越宽松；反之，发射机的输出功率越高，对滤波器插入损耗的指标也越高。例如，几百瓦等级的发射机，所配的输出滤波器插入损耗一般小于3dB即可正常工作；而10kW等级的滤波器，其插入损耗指标一般应小于0.2dB，甚至更低。
滤波器带外衰减指标越严格，滤波器所包含的腔体数量就越多，滤波器的设计结构就越复杂，滤波器的插入损耗指标就越大。例如，在本文第7.4节中的两个实例，第一个6腔滤波器在中心频率±3.8MHz处的插入损耗大约是1.2dB；而第二个8腔滤波器在中心频率±3.8MHz处的插入损耗大约是2dB。腔体数量的增多直接导致了滤波器插入损耗指标的增大。
滤波器的工作频率越高，插入损耗越大；滤波器的通带带宽越窄，插入损耗越大。此外，滤波器的插入损耗还与材料、加工工艺、调试等因素有关。
7 带外衰减
在数字电视发射机后连接带通滤波器的根本目的就是要求滤波器规范发射机的输出频谱。因此，带外衰减指标是带通滤波器最重要的技术指标。GYT 229.4-2008和GDJ020-2008标准中规定了发射机的带肩（即通带中心频率±4.2MHz处）应小于-36dB，而GB 20600-2006和GYT 220.1-2006标准中又分别规定了发射机经滤波器输出的带外频谱模板。这两项指标之差，就是滤波器应该提供的带外衰减。
GB 20600-2006标准中给出了两种国标地面数字电视的带外频谱模板，而GYT220.1-2006标准中规定了一种带外频谱模板，下面对这三种情况分别进行讨论。
7.1 DTMB频谱模板1
国标地面数字电视标准中规定的第一种频谱模板，是同一个发射台的数字电视发射机位于模拟电视发射机的上邻频或下邻频时的频谱模板，如图2所示，其各转折点的频谱如表1所示。图2和表1中的信号功率是在4kHz带宽下测得的，因此对于带宽为7.6MHz带宽内，有：
将表1中的各频谱数据都减去-32.8dB，再减去发射机提供的带肩指标-36dB，就得到国标地面数字电视标准中第一种频谱情况对滤波器带外衰减的要求，如表2所示。
7.2 DTMB频谱模板2
当数字电视信号的相邻频道用于其他服务（如更小发射功率）时，可能需要使用具有更高带外衰减的谱模板。因此，国标地面数字电视标准中给出了第二种频谱情况，频谱模板如图3所示，其各转折点的频谱和对滤波器带外衰减的要求如表3所示。
7.3 CMMB频谱模板
GYT 220.1-2006标准中规定的频谱模板（8MHz带宽）如图4所示，各转折点的频谱和相应的对滤波器带外衰减的要求如表4所示。
7.4 滤波器的带外衰减
综合上面叙述的三种情况，我们制定了两种滤波器的带外衰减要求，分别是严格模板和非严格模板。其中，滤波器的严格模板带外衰减要求可以满足国标地面数字电视标准中情况2的要求；而滤波器的非严格模板带外衰减要求可以满足国标地面数字电视标准中情况1和中国移动多媒体广播标准的模板要求。严格和非严格的带外衰减模板如图5和图6所示，相应的带外衰减指标如表5所示。
可以看到，对于非严格模板，在中心频率±4.2MHz处的衰减要求大于3.2dB。这个要求一般采用6腔滤波器并引入适当的交叉耦合即可达到。图7所示为一个6腔带通滤波器的反射损耗和带外衰减指标的计算机仿真结果，滤波器腔体的无载Q值为6000，并在第1和第6，以及第2和第5腔体之间引入了两个交叉耦合。
图7是6腔带2个交叉耦合滤波器的仿真结果，满足非严格模板要求。
而对于严格模板，在中心频率±4.2MHz处的衰减要求大于14.2dB。为了保证数字电视信号的正常接收，在中心频率±3.8MHz处的插入损耗一般不大于3dB。也就是说，在400kHz的过渡带内，要求滤波器的S21指标迅速下降超过11.2dB。这对滤波器的要求是非常高的，滤波器至少需要包含8个谐振腔，并需要引入不相邻谐振腔间的交叉耦合。图8所示为一个带有两个交叉耦合的8腔滤波器的仿真结果，滤波器腔体的无载Q值同样为6000。
图8是8腔带2个交叉耦合滤波器的仿真结果，满足严格模板要求。
需要注意的是，滤波器的严格模板带外衰减要求，是在发射机带肩指标为-36dB的情况下计算得到的。如果发射机可以改善带肩指标，滤波器就不需要提供如此陡峭的带外衰减特性，加工和调试成本都会大大降低。
8 端口阻抗和端口类型
滤波器的端口阻抗和端口类型可以根据发射机的相关标准确定。滤波器的端口阻抗应为50欧姆，端口类型优先选择GB/T12566标准中推荐的连接器型号。
参考文献
[1]GB20600-2006数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制.
[2]GYT229.4-2008地面数字电视广播发射机技术要求和测量方法.
[3]GYT220.1-2006移动多媒体广播第1部分:广播信道帧结构、信道编码和调制.
[4]GDJ020-2008移动多媒体广播UHF频段发射机技术要求和测量方法.
[5]GBT12566-1990声音和电视广播发射设备信号链接口.
微带发夹式带通滤波器设计 第2篇
关键词：X波段,发夹线,带通滤波器,耦合系数
微带带通滤波器具有设计简单、制作方便、体积小且便于集成等优点,在微带电路中得到广泛应用。在各种形式的滤波器中,其中发夹型带通滤波器,由于具有紧凑的电路结构且带外抑制高等优点受到EDA工作者喜爱。发夹型谐振器通过适当的半波长耦合拓扑结构实现滤波,其耦合线终端开路,无需过孔接地,从而消除了过地孔引入的加工误差,这一特点是交指型滤波器所不能比拟的。因此,它具有更好的电性能,在微波平面电路的设计中拥有良好的应用前景。
文中根据微带滤波器设计的基本原理与谐振器间距的确定方法,利用Ansoft软件在微带滤波器设计中的优化仿真功能,介绍了一种发夹型微带滤波器设计方法和步骤,其设计过程简单,且效果较好。文中给出了一个X波段(10.6～11.4 GHz)带通滤波器的设计实例,该滤波器的实测结果理想,已经被应用到一些工程微带电路设计中。
1 发夹型微带滤波器的设计方法
1.1 发夹型带通滤波器
发夹型滤波器是由发夹型谐振器并排排列耦合而成,它是将半波长耦合谐振器折合成“U”字型构成的,其耦合拓扑结构属于交叉耦合。交叉耦合的最大优点是能在通带附近的有限频率处产生传输零点,因而滤波器的带外抑制能力将获得较大提高[1,2,3]。
1.2 滤波器各参数初值的确定
发夹型滤波器的信号输入输出方式可采用抽头式和平行耦合方式,文中采用抽头方式输入输出设计。滤波器的性能由滤波器的各参数值确定:发夹谐振器的臂长L,发夹间距S及发夹线宽W和抽头位置T。其中臂长为
抽头发夹线谐振器结构采用U字型结构,弯角处采用直角弯角,如图1所示。
X波段U字型谐振器结构中直角弯角的长度计算为0.7倍线宽,抽头与50 Ω微带线匹配,相邻的谐振器间耦合系数一般使用如式(2)所示的通用公式[4,5,6]计算
式中,i是发夹式谐振器的序号;n是滤波器的阶数;FBW=(f2-f1)/f0是相对中心频率的归一化带宽;gi是滤波器低通原型中第i个归一化元件值。
抽头式发夹谐振器的抽头位置可由式(3)确定[5,6]
式中,R是抽头线的特性阻抗;Z0是发夹式滤波器的特性阻抗;t是抽头微带线到发夹式谐振器中间位置的距离;
2 微波滤波器的设计
2.1 已知相关参数
根据实际工程需要设计一个X波段抽头发夹微带 滤波器,滤波器指标要求如下:中心频率为11 GHz,通带频率10.6～ 11.4 GHz;带内波纹≤0.5 dB;带外抑制为12 GHz时衰减>50 dB。
2.2 确定滤波器的结构
根据指标要求,选用7阶通带纹波为0.2 dB的Chebyshev滤波器,查表知低通原型参数为[2,5,6]:g0=g8=1;g1=g7=1.372 2;g2=g6=1.378 1;g3=g5=2.275 6;g4=1.500 1。基板材料为介电常数9.9的陶瓷Al2O3,厚度0.254 mm。用式(2)求得耦合系数为:K12=K67=0.066,K23=K56=0.051,K34=K45=0.049。由耦合系数K与发夹间距S的关系在软件进行仿真求得S1=0.14 mm,S2=0.40 mm,S3=0.50 mm。用式(3)求得抽头位置t=0.53 mm;用式(1)求得L=2.624 mm。
利用Ansoft Serenade软件建立仿真电路图,如图2所示。由以上数据构成滤波器结构参数的初值,初步确定发夹式滤波器的具体尺寸后进行优化。接下来进行电路仿真、优化,优化算法中随机算法与梯度算法较为常用,一般为两者交替使用。经优化得到理想的模型电路仿真结果,如图3所示。
图3所示,11 GHz处的通带插损S21约为1.91 dB,输入端口驻波S11约为-35 dB,10 GHz和12 GHz处的带外抑制约<-43 dB。由于电磁场仿真结果与实测结果较接近,因此有必要用Ensemble软件中进行电磁场仿真,得到滤波器的频率特性如图4所示。
图4所示,此时输入驻波S11曲线有所恶化,但10 GHz和12 GHz处带外抑制则有较大改善。图5是Serenade软件导入S2A软件中形成的结构图。
将此滤波器加工成微带片,然后用导电胶H20E粘结到合适的铜腔体上,微带片两端通过金带连接到SMA-KFD31连接器的内导体上,最后利用矢量网络分析仪测试上述滤波器所得的响应曲线如图6所示。由图6可知测试结果与模型仿真结果吻合较好,但插损略大(<4 dB),反射损耗均> 10 dB,该滤波器实测结果较理想。
3 结束语
首先依据微带发夹带通滤波器的设计原理得出滤波器的各参数初值,再利用Serenade微波电路仿真软件,完成滤波器各参数值的确定。由于受微带线加工精度、测试仪器校准误差带来的误差影响,进行实物测试时,滤波器通带内衰减比仿真时稍大,但这并不影响仿真结果对设计方法正确性的验证。
参考文献
[1]李明洋,郭陈江.微带抽头线发卡型滤波器设计[J].微电子与基础产品,2003,29(9):57-60.
[2]吴世杰.微带抽头线交指滤波器的设计[M].无线电通信技术,1992,18(1):39-44.
[3]HONG J S,LANCASTER M J.Microstrip filters for RF/mi-crowave applications[M].Newyork:John Wiley&Sons Inc,2001.
[4]邓哲,程崇虎,吕文俊,等.微带发夹型谐振器滤波器的实验研究[J].微波学报,2005(21):122-126.
[5]TEMES G C,MITRA S K.现代滤波器理论与设计[M].王志洁,译.北京:北京邮电出版社,1984.
Ka波段窄带带通滤波器研究 第3篇
进入21世纪, 人类进入了信息时代, 对信息的价值越来越重视, 对通信的要求越来越高, 各种通信系统相继发展起来。与此同时, 信号频域变得越来越拥挤, 使得用户间产生串扰的可能性大大提高。为了避免各个频道之间的串扰, 保证高质量的通信, 要求系统具有高选择性, 高的带外抑制度。为了完成无线通信系统选择特定频率, 抑制不需要频率成分, 并将需要的成分无损耗传输的任务, 微波滤波器起到了至关重要的作用。微波滤波器的性能, 很大程度上决定了射频信号的质量, 直接影响到系统的性能。本文采用微带滤波器中比较成熟的发夹形结构, 仿真并优化了一个中心频率处于Ka波段的极高频窄带带通滤波器。
(二) 发夹型结构谐振腔
发夹型结构是一种小型化的滤波器结构, 被广泛的研究和使用。Cristal and Frankel 6首先将半波长谐振器折叠起来, 形成一个U字形结构, 称作Hairpin谐振腔。由微带线理论可知, 一条终端开路的半波长微带线可以等效为一个串联谐振电路, 而微带线的两端相当于两个电容接地, 这样可以画出单个Hairpin谐振腔的等效电路, 如图1。
根据参考文献中的对电磁场奇偶次模的理论分析, 可以对图1中的等效电路进行分析。
为了简化分析, 令L1=C1=C2=1, 且为了便于匹配Z0=50Ω, 代入以上各式, 可以算出S21关于频率ω的关系式, 利用该表达式, 令ω取不同的值, 得到一组S21的值, 得到图2。
从图2可以看出, 等效电路计算出的S21曲线为一个带通滤波器。该图是在L1=C1=C2=1的情况下得到的, 实际中这几个元件的值会很小, 得到的中心频率会相应的提高。同时, 这个波形是在单一的谐振腔的条件下得到的, 故带宽很小。当多个谐振腔共同工作, 通过仿真软件对各自的耦合关系进行调整, 让它们之间的耦合关系调整的比较好, 就可以将带宽拓宽, 同时达到其它性能的要求。
(三) 交叉匹配发夹形极高频窄带带通滤波器
发夹型结构作为一种紧凑型的结构, 在滤波器设计中被广泛使用, 并延伸、变化出了很多新的结构。本文中的滤波器, 最初原型来源于Comparison Between Ku-Band Classical and Cross-Coupled Microstrip Hairpin Filters。在此设计中, 采用相对介电常数为2.2的RT/5880介质基片, 微带线导带采用3μm厚的金, 宽度为0.2毫米。
在优化过程中, 将主要针对谐振腔宽度C, 改变谐振腔长度L, 上下谐振腔间距d, 谐振腔之间距离w、b这几个变量进行一些探索, 寻求这些参数的变化与滤波器波形的关系, 并最终得到一个比较好的仿真曲线。由于该过程比较繁琐, 在此, 只列举2个比较有代表意义的参数作说明。
最终, 当各几何参数取值为L1=1.7mm, L2=1.6mm, w=0.5mm, b=0.1mm, c=0.7mm, d=0.3mm的时候, 可以得到一组比较好的仿真波形。
在对初始结构进行优化得到的结果中, 带内S11还比较高, 需要对其进行压制。通过多次尝试发现, 发现在初始结构的下面两个谐振腔内, 加入一根微带线 (如图6) , 可以起到一定的效果。经过试验, 作者发现, 微带线的长短和其所处位置对S11的影响最为明显, 在下文将对这两个参数分别进行变化, 并测量其对滤波器波形的具体影响, 以期找到一个比较好的契合点。
通过在初始结构中加入微带线, 并对微带线的位置及长短进行优化, 得到了图7的结果, 其中, S=0.1, L=1.4。从仿真波形可以看出, 通带内S21很平坦, 两个传输零点也很明显, 陡峭度也能达到要求。通带内S11比初始结构中下降了很多, 但在27.5GHz左右有一个比较高的点, 如图中标注的M点。下面的工作就主要针对这个点, 把这个点往下移动, 从而使整个通带内S11的值都达到一个比较低的水平。
为了将图7中的M点往下拉, 作者作了很多尝试, 如:将所加的微带线宽度进行变化;再引入一个微带线并改变两根微带线的相对位置;在微带线中引入不连续结构等等, 在此不一一赘述。通过尝试, 作者发现, 在微带线的两端各加入一个短的微带线, 使其和微带线构成一个小的谐振腔, 可以起到一定的效果, 如图8所示。
经过以上的一系列工作, 滤波器从最开始的初始结构, 优化到一个比较好的结果;随后在此结果中加入了微带线以压制带内S11, 得到了加入微带线后的结果;之后, 为了进一步改善通带内S11的效果, 作者又将加入的微带线形状进行变化, 得到了最终的仿真结果, 如图8所示。
如图9, 即为滤波器最终的结构图, 图中标注了一些参数。滤波器最终面积为6.2×5.5=34.1 mm2。其仿真结果如图10所示。
从仿真结果可以看出, 该滤波器带内平坦度很好, 左右两个传输零点也很明显, 带内S11压制的效果也很好, 都在-20dB以下, 可以很好地满足要求.
(四) 结论
本文从比较成熟的发夹型谐振腔的基础上, 通过仿真和优化, 得到了一个各项指标都很优异的窄带带通滤波器。在优化过程中, 发现了一种通过添加微带线, 改变局部耦合关系, 来压制S11的方法。
参考文献
[1]R.J.F.Fang, “Quaternary transmission over satellite channels with cascaded nonlinear elements and adjacent channel interference, ”[J].IEEE trans.Communications, vol.29, no.5, pp.567-581.May1981.
[2]C.-P.Liang, J.-H.Jong, W.E.Stark and J.R.East, “Nonlinear amplifier effects in communication system, ”[J].IEEE Trans.Microwave Theory Tech., vol.47, no.8, pp.1461-1466, Aug.1992.
[3]E.G.Cristal and S.Frankel, “Hairpin-line and hybrid hairpin-line half-wave parallel-coupled line filters, ”[J].IEEE Trans.Microwave Theory Tech., vol.MTT-20, pp.719-728, Nov.1972.
[4]J.-S.Hong and M.J.Lancaster, “Microstrip Filters for RF/Microwave Applications, ”[M].New York:Wiley, 2001.
L波段窄带带通滤波器研究 第4篇
交叉耦合滤波器, 在谐振腔之间引入了交叉耦合, 用以得到有限频率传输零点, 从而提高了滤波器的选择性。一般来讲N个腔交叉耦合滤波器最多能实现N-2个传输零点。对于给定的一种N腔滤波器, 如果在源与负载之间也引入了耦合, 这可以实现N个传输零点。其中源——负载的交叉耦合滤波器等效电路模型如图1。
通过多项式综合和矩阵综合法能很快求得滤波器的耦合矩阵, 通过矩阵旋转化简消去不需要的耦合项, 进而完成设计工作。Mij表示各个谐振腔之间的耦合系数, Msi, Mil分别表示源与负载, 负载与第i个腔之间的耦合系数。整个电路由N个谐振腔构成, 其耦合矩阵形式:
在文中采用交叉耦合方式设计L波段, 中心频率2G, 带宽10M的微带滤波器。
(一) 环形结构谐振器
环形机构谐振器是一种小型化的滤波器谐振结构, 在提出以后被广泛研究和探索。其中A Compact High-selective Microstrip Bandpass Filter Used in Up-converter Modules.里对其机构进行了深入的研究和分析, 由微带线理论可知, 一条终端开路的微带线可以等效为一个串联谐振电路。
谐振结构图如图2。
设计谐振结构用环型不闭合微带线, 设置变量外围边长为A, 内部矩形边长为B, 开口距离C, 微带结构采用PERFECT E边界材料。现有的微带滤波器对于FBW<1%的高阶窄带滤波器, 很难用常规材料实现, 金属微带甚至不能形成完整的通带, 文中用介电常数为10.8、厚度为1.27mm的介质基片来实现。通过HFSS建立模型, 进行参数修改使之谐振在L波段2G, 并注意分离不同模式下的谐振频率。
考虑不闭合微带线尺寸以及介质基片和空气壳对谐振频率影响, 通过计算和参数扫描确定尺寸。A=10MM, B=5.8MM, C=2.3MM。谐振频率如下
通过优化确定参数范围, 使谐振频率谐振在2GHZ。完成谐振环的设计。
(二) 环形微带线滤波器耦合结构设计
环形微带线结构作为一种实用的设计方法在滤波器设计中实用广泛, 其结构源于:Design of Highly Selective Microstrip Bandpas Filters with a Single Pair of Attenuation Poles at Finite Frequencies.在文中采用4个形状尺寸一致的谐振结构来构成交叉耦合结构, 实现窄带带通滤波器的设计。通过ANSOFT DESINGER对微带滤波器的指标计算, 计算耦合矩阵。在HFSS上通过参数扫描完成耦合系数和变量之间的计算关系。
滤波器的耦合结构图4。
在输入输出部分的结构设计采用一根微带线从两个谐振结构的侧面导出其微带线宽度设置变量E, 距离环形内侧距离设置变量D, 这两个参数对S21, S11的影响明显, 作者通过反复仿真与优化找到其对曲线影响的规律, 并对于要求指标进行接近找到一个契合点, 取E值为0.7MM, D值为0MM。初步求出曲线数据。
HFSS模型生成图5, 以及变量优化之前的S21曲线图6。
在对初始效果进行观察的过程中, 发现S21在带内的波动比较大, 且带内差损效果不理想。带内S11还比较高, 需要对其进行压制。通过多次的实验以及测试, 作者发现通过调节下方两个谐振结构的间距H, 来进行优化S21曲线, 比较可取, 通过对H参数的扫描以及繁复的调节, 最终获得了比较合理的H值取0.35MM, E值取0.8MM, 通过HFSS软件计算得到优化以后的S21曲线。
通过扫描曲线可以看出在通带以内的部分得到了明显的优化, 带内抑制得以有效减小, 波纹也减小很多。同时S11相较以前的结构中下降很多有明显改善。
为了将指标进一步优化, 作者进行了很多尝试, 作者发现在改变谐振结构参数, 和改变输入输出结构参数方面进行调整, 都可以就不同的指标进行调整, 在此就不再一一赘述。
(三) 结束语
本文从成熟应用的微带环形谐振结构的基础上, 通过分析和设计得到了一个体积小, 成本低, 指标合理的窄带带通滤波器。并通过优化和仿真, 不断提高了其各项指标性能。本文的繁复之处在于优化过程中的参数调节。本文的研究对于L波段窄带带通滤波器的研究具有一定意义, 在结构上的多样化研究是作者今后的努力方向。
参考文献
[1]Design of Highly Selective Microstrip Bandpass Filters with a Single Pair of Attenuation Poles at Finite Frequencies.jia-sheng hong, Member;IEEE, and Michael J, Lancaster, Member IEEE.
一种电容电感复合加载带通滤波器 第5篇
滤波器在雷达、通讯、电子对抗系统中是一个不可缺少的重要部件。它的性能优劣对整个系统的性能有直接影响。伴随着微波、毫米波技术在这些年来的不断发展,这类器件在军民通信、导航、制导、遥测等领域的需求不断增加。尤其是现在无线通信频谱资源越来越紧张,分配到各类通信频段的信道间隔越来越窄,导致系统间的信号干扰越来越复杂。这些影响无疑对滤波器的性能指标提出了更高的要求。高性能、小体积、低成本、容易加工等都是现代滤波器追求的目标。
采用介质填充可以在满足滤波器性能的情况下较好的实现小型化。另外消失模滤波器也是实现小型化的一个有效途径。
2. 电容电感复合加载滤波器的结构与仿真
在滤波器的设计中我们考虑到采用加介质会使成本增加;利用消失模结构腔体时Q值较低,本文所采用了电容电感复合加载型结构。
我们给出了一款带通滤波器作为例子,它的具体指标为:中心频率为10.435GHz,带宽为1.63GHz,通带内的驻波比小于1.25。通带外1.1GHz处抑制为40dB。根据技术指标采用切比雪夫型,计算得到该滤波器所需阶数n=6,得到其g值分别是,g0=1,g1=0.9958,g2=1.4131,g3=1.8950,g4=1.5505,g5=1.7272,g6=0.8147,g7=1.2222。
在设计过程中,需要将滤波器原型参数进行转化,由以上所给参数根据下面的公式得到相关的耦合系数。
上面各式中K=1,2,…,n-1;gk是低通原型滤波器电路中的串联电感和并联电容;Wλ为波导波长的相对带宽;ω1′为低通原型截至频率;n表示滤波器的阶数。
利用CST仿真出该滤波器的微波结构如图2所示。
该滤波器由5个电感型金属膜片和6个电容型金属凸柱子组合而成。在上图中标示出了各结构的机械加工尺寸。考虑到实际机械加工中的成本和精度要求,各尺寸取小数点后两位。如果采用直接耦合腔滤波器,要满足相同的性能指标则整个滤波器的长度会增加约50%。
根据图2所示的尺寸用CST进行优化后得到的S参数曲线如图3所示。
3. 滤波器的实物与测试结果
图4为按照图2所给的参数进行加工得到的滤波器实物图。两端采用同轴接头联接,中间两排螺钉分别用于调节滤波器的谐振频率和各腔间的耦合大小。包括两端的同轴接头,整个滤波器的长度为61mm。
滤波器的实际测试曲线如下面的图5所示。
4. 结论
通过模拟和实际加工结果可以看出,该型滤波器具有结构紧凑、加工容易的特点。在通带边沿包括两端的同轴波导转接器的插损均小于0.55dB。其仿真的S参数曲线和测试S参数非常吻合。说明采用电容柱子和电感型金属膜片相结合的滤波器结构具有良好的性能。
参考文献
[1]Chi Wang,Kawthar A.Zakit,Ali E.Atiatt and Tim Dolad,Dielectric combline resonators and filters,Microwave Theory and Techniques,IEEE Transactions,Vol.46,Issue12,Dec.1998,pp.:2501-2506.
[2]G.Craven,“Waveguide hand-pass filters using evanescent modes,”Electron.Lett.,vol.2,pp.251-252,1966.
[3]Qiu Zhang,and Tastuo Itoh,“Computer-aided design of evanescent-mode waveguide filter with nontouching E-plane fins,”IEEE Trans microwave Theory Tech.,vol.36,No.2,pp.404-412.Feb.1988.
[4]R.Synder,“New Application of evanescent mode waveguide to filters design,”IEEE Trans.Microwave Theory Tech.,vol.MTT-25,pp.1013-1021,Dec.1977.
输出带通滤波器 第6篇
电路仿真是指在计算机上通过软件来模拟具体电路的实际工作情况，并计算出给定条件下电路中各个点的输出波形。Protel DXP不但提供了强大的原理图和PCB设计制作功能，而且改进并完善了电路仿真功能。用户可以使用系统提供的仿真工具轻松地构建电路，修改元器件参数，实现对具体电路的模拟仿真。
（二）Protel仿真分析简介
电路仿真软件问世之前，当完成了某个具体电路的构思却没有足够的把握时，一般只能在面包板或者万能板上用实际的元器件和大量导线去构建试验电路，然后在一定的初始条件和给定输入下，根据预先设定好的方案去检测该电路实际的输出信号是否和预期的输出信号相吻合。采用这种方法来检查所构思的电路是否符合要求，这种办法虽然可行，但是工作量大，开发周期长。
Protel DXP是一个功能强大的数/模混合信号电路仿真器，能够提供连续模拟信号和离散数字信号的仿真。Protel DXP仿真器使用的美国加州大学伯克利分校的扩展SPICE3F5/XSPICE仿真引擎，兼容SPICE仿真模型。它运行在Protel DXP的EDA/Client集成环境下，为用户提供了完整的从设计到验证的仿真设计环境，用户可以方便地对仿真器进行设置。
Protel DXP支持多种仿真分析方法，包括交流小信号分析、瞬态特性分析、噪声分析、蒙特卡罗分析、参数扫描分析、温度扫描分析、傅立叶分析和传递函数分析等。
（三）Protel DXP进行电路仿真的一般步骤
绘制原理图—>加电源—>定义分析的节点—>设置希望收集、显示、存储的仿真数据—>设置仿真分析参数—>运行仿真分析—>分析和处理仿真结果。
（四）带通滤波器仿真分析
在分析带通滤波电路时，我们一般比较关心电路的中心频率，查看电路的带宽是否符合要求，在进行电路设计时，我们还要选择电路的参数等。
1. 绘制原理图
首先启动Protel DXP, 新建PCB项目文件，新建原理图文件，带通滤波器电路如图1所示。添加节点IN和OUT作为分析结果观察。
2. 仿真设置
选择Design—Simulate—Mixed Sim，系统弹出Analyse Setup对话框选中AC Small Signal Analusis分析选项。
3. 运行仿真
仿真参数设置完成后，开始仿真分析。观察输出节点OUT的波形，如图2所示。使用Protel DXP中提供的测量光标可以测量出电路的中心频率在X轴为993.32Hz(理想的中心频率应该为1Khz)，此时Y轴坐标为1.955V，即输出幅度最大的点。
另外还可以测量滤波器的带宽，我们选择Magnitude (dB) 重建OUT波形，如图3所示。使用测量光标在波形左右两侧的-3dB点，此时量取带宽为260Hz。
4. 参数分析
以电容C1为例，对其进行参数扫描确定电容值的大小。在Analyses Setup对话框中选中Parameter Sweep，设置Primary Sweep Variable第一仿真变量为电容C1，它的扫描开始电容值Primary Start Variable为10nF，扫描截止电容值Primary Stop Variable为100nF, 扫描步长为20nF。共仿真6次，从仿真结果中看哪个值更接近中心频率1Khz的要求。仿真六次结果如图4所示。
从图中可以看出电容C1的容值越高，滤波器的中心频率越往低端移动。当电容取值在10nF到30nF之间时，滤波器的中心频率会在1Khz。此时，我们可以再对C1进行参数扫描分析，扫描范围在10nF到30nF之间，扫描步长设为5nF再次运行仿真，结果如图5所示，我们可以看出电容值为20nF时，中心频率是1Khz。
（五）结束语
使用Protel DXP进行电路仿真可以对我们设计的电路方案进行比较，确定元器件参数，实现电路的最优化，提高设计效率。
摘要：电路仿真在电路分析和设计中的地位越来越重要, 它是检验电路设计的一种有效的手段。Protel DXP对电路进行设计仿真基本可以满足电路设计的要求, 利用它可以节省时间和成本。文章介绍了Protel DXP的功能特点和利用Protel DXP进行电路仿真的基本步骤。最后, 利用Protel DXP的仿真功能对带通滤波器进行了仿真, 测量出带通滤波器的中心频率和带宽, 而且对电路元件参数的确定进行了分析。
关键词：Protel DXP,电路仿真,带通滤波器,中心频率,带宽
参考文献
[1]康华光, 陈大钦.电子技术基础 (模拟部分) 第四版[M].北京:高等教育出版社, 2002.4.
[2]杨小川.Protel DXP设计指导教程[M].北京:清华大学出版社, 2003.11.
[3]吕建平, 梅军进.电子线路CAD[M].北京:北京大学出版社, 2006.8.
[4]倪泽峰, 江中华.电路设计与制板—Protel DXP典型实例[M].北京:电子工业出版社, 2003.3.
输出带通滤波器 第7篇
关键词：遗传算法,带通滤波器,自适应控制
1 引言
遗传算法是模仿自然界进化过程的一类随机优化算法,把问题的解表示成“染色体”,在算法中也即是以二进制“0”、“1”编码的字符串。并且,在执行遗传算法之前,给出一个种群——一群“染色体”,也即是假设解。然后,把这些假设解置于问题的“环境”中,并按适者生存的原则,从中选择出较适应环境的“染色体”进行复制,再通过一定概率的交叉、变异过程产生新一代“染色体”群。之后对该染色体群进行评估,如果最佳染色体的评估值比上一代变大,说明种群得到了进化;如果最佳染色体的评估值比上一代变小,说明种群退化了。这时,用上一代的最佳染色体取代新一代最差染色体,从而保证种群只进化,不退化。这样,经过一代一代的繁殖、进化,最后就会收敛到最适应环境的一个“染色体”上,它就是问题的最优解[1,2]。
滤波器是一种具有频率选择功能的电路,它能使有用的频率信号通过,同时抑制(或衰减)不需要传送频率范围内的信号[3],实际工程上常用它来进行信号处理、数据传送和抑制干扰等,目前在通讯、声纳、测控、仪器仪表等领域中有着广泛的应用。
2 有源带通滤波器及其遗传进化算法的实现
2.1 多级反馈二阶有源带通滤波电路
图1是多级反馈二阶有源带通滤波电路,其中两个电容相等,于是有:
带通增益;品质因子;频率。其中:。
在本文中,中心频率、带通增益、品质因子是期望目标,由用户给出。通过遗传算法自进化来调节电路中3个电阻阻值达到期望目标。3个电阻均由8个由开关控制是否接入电路的小电阻组成。其中R1中的8个小电阻分别是100Ω、200Ω、400Ω、800Ω、1000Ω、2000Ω、4000Ω、8000Ω。通过开关的控制,R1可以是100-16500Ω之间任一个整百的电阻。同理,R2可以是10-1650Ω之间任一个整十的电阻。R3可以是1000~165000Ω任一个整千的电阻。8个开关控制接入的电阻,模拟开关示意图如图2所示。
2.2 遗传算法的实现
由前所述可知,电路的自进化的过程是遗传算法对24个开关的控制的进化过程。用24位二进制表示开关的闭合打开。其中用“0”来表示开关闭合,即电阻短路,未图2模拟开关示意图被接入;“1”来表示开关打开,电阻被接入电路。
而遗传算法对24个开关的控制进化的好坏与否,是通过示波器中滤波器的频率响应图来确定的。滤波器的频率响应越来越接近用户期望,说明电路在自进化,这时,遗传算法的最佳染色体评估值是在增加的。反之,滤波器的频率响应越来越远离用户期望,说明电路在退化,这时遗传算法的最佳染色体评估值是变小的。
这样,可以就该电路自进化问题给出评估函数。这里假定三个电阻对滤波器频率响是相同的。同一个电阻中,按开关控制的小电阻的大小来分配评估值。当给出与期望完全相同阻值时,频率响应图肯定会与期望完全相同,即两条频率响应曲线完全重合。
2.3 频率特性曲线的绘制
要将频率响应曲线显示出来,首先要考虑它的表示频率的X轴。显然,如果把X轴从0开始显示并不现实,因为一般在离中心频率2倍带通以外的频率响应曲线非常平,变化小,这样会浪费有限的屏幕宽度,也没有必要将离中心频率数倍带通的区域显示出来。所以可以按偏离中心频率带通2倍或者3倍来选取X轴的显示范围。当然,也可以按频率响应在带通增益的某个范围选取。频率响应离中心频率越远越平滑,而离中心频率越接近,变化越大,因此,需要将频率响应曲线分区域采样。本文中将采样点分为四部分,如图3频率特性曲线运行效果图所示:前1/4用40个点表示,中间1/2用160个点表示,最后1/4也用40个点表示。45500、55250表示带宽的宽度;3.53表示截止带通的增益。曲线1为当前遗传算法计算得出频率响应曲线。右上角有注明“期望电阻为:R1=3200Ω,R2=350Ω,R3=32000Ω;当前电阻为:R1=11200Ω,R2=270Ω,R3=36000Ω;已经繁殖了10代,当前最佳评估值为399(最大495)!”。用于表示遗传算法繁殖代数及当前最佳评估值。这些结果都是在默认参数情况下计算出来的。其中f=50000,G=5.0,Q=5.0,交叉概率0.9,变异概率0.01,种群数10,当前繁殖代数为10代。当完全繁殖到期望时,曲线1将和曲线2完全重合。
3 结果分析
图4是频率响应自进化过程。在该次运行中,期望曲线的电阻为:R1=3200Ω,R2=350Ω,R3=32000Ω。第一张图片显示当前电阻为:R1=11200Ω,R2=370Ω,R3=36000Ω,遗传算法遗传了30代,评估值为409。这时,曲线1相对于曲线2来说,偏左,也偏矮。这表明中心频率明显偏小,带通增益也明显偏小。第二张图片显示当前电阻为:R1=3200Ω,R2=350Ω,R3=36000Ω,遗传算法遗传了180代,评估值为491。这时,曲线1偏左,但是高度和曲线2相差不远。这说明中心频率偏小,但是带通增益已经比较接近期望曲线。第三张图片显示当前电阻为:R1=3200Ω,R2=350Ω,R3=32000Ω,遗传算法遗传了258代,评估值为495。这时,曲线1和曲线2完全重合,说明遗传算法完全达到期望值。
按照控制的阻值的大小来决定其在评估值的地位,跟电路实际相关系数很大,因此也获得了较好的效果。在绝大多数情况下,评估值小的,频率响应曲线偏离期望曲线就远,评估值越大,离期望曲线就越近。
4 结束语
本文通过遗传算法在有源带通滤波器的应用,提出了频率响应曲线的自进化过程。实验结果表明,滤波器输出信号不断接近理想状况,该方面的应用达到了预期的效果。但是,新方法的深入探索还有待进一步的研究。
参考文献
[1]张梁斌,周必水,奚李峰.自适应遗传算法与分形图像压缩结合的新方法[J].计算机应用研究,2006,23(7):249-251,248.
[2]闫妍.一种新的自适应遗传算法[D].哈尔滨:哈尔滨工程大学,2007.
[3]邱关源.电路[M].北京:高等教育出版社,2006.
[4]易继鍇.智能控制技术[M].北京:北京工业大学出版社,1999.