电容分压器范文

电容分压器范文（精选6篇）

电容分压器 第1篇

光学电压互感器(OVT)的基本原理是利用功能晶体材料的物理效应,如Pockels效应、逆压电效应等进行电压测量[1,2]。但是,通常基于光学晶体物理效应的电压传感器能够直接测量和承受的电压不高,因而一般需要进行分压处理。而对于晶体本身存在的线性双折射,理论计算[3]和实验结果都证明:适当降低作用于晶体上的电压,对于提高互感器的温度稳定性极其有效,选择最大测量电压在200 V～1 000 V左右为宜。

电容分压器因其结构简单、绝缘性能强、造价低、无铁磁谐振、便于实现等特点成为电压互感器进行分压的首选[4]。目前,有源型电子式电压互感器大多采用电容分压器进行分压,而且常有此类互感器样机研制成功的报道[5,6]。而对于OVT中的电容分压器则很少有文献述及,已有的文献大多是对圆筒型电容分压器的研究[7],此圆筒型电容分压器主要应用于气体绝缘开关设备(GIS)中,并不适用于高压独立安装的电压互感器。

本文介绍一种在高压独立安装式OVT中应用的分布式精密电容分压器,并结合互感器的应用环境建立了电力系统中高压电容分压器的数学模型,进而利用该模型与误差特性的联系对分压器的误差因素进行重点分析,分析结果为电容分压器的设计提供了理论依据。

1 高压电容分压器的基本构成

应用于高压独立安装式OVT中的精密电容分压器由图1所示的1个或几个耦合电容器串联叠装组成,其在结构和选材上借鉴了电容式电压互感器(CVT)中电容分压器的设计经验。但是,与CVT中的分压器相比,OVT中的电容分压器不需要从系统抽取电能,分得的二次电压较低,并且需要具有更高的稳定性和精度。因此,传统CVT中的电容分压器并不能直接应用于OVT系统,需要进行参数优化设计。而对于电容分压器结构本身,由于其作为CVT的主要部件,经过多年的发展及应用,技术已经相当成熟,这里就不再对其进行分析。

2 电容分压器的基本原理

电容分压器原理如图2所示。C1,C2分别为分压器的高、低压臂电容,$\dot{U}{}_1$为被测一次电压,$\dot{U}{}_{\text{C}1}‚\dot{U}{}_{\text{C}2}$为分压电容器上的电压。根据电路理论,有

$\dot{U}{}_{\text{C}2}=\frac{C{}_1}{C{}_1+C{}_2}\dot{U}{}_1={\rm K}\dot{U}{}_1(1)$

式中:K=C1/(C1+C2),为分压比。

从式(1)可以看出,电容分压器稳定的关键是使高、低压臂电容的比值稳定。

3 高压电容分压器的数学模型

图2所示的电容分压器是一种理想情况,实际上,分压器电容元件与大地或接地屏蔽之间存在的杂散电容、环境温度的变化等都会引起分压器的测量误差[8]。同时,运行于电力系统中的电压互感器,其电容分压器还会受到并列运行的其他相电容分压器邻近效应的影响。因此,电力系统中高压电容分压器的数学模型必须从自身实际分压和相间干扰分压这2个方面建立。

在电力系统中,A,B,C三相的电压互感器并列运行,设电容分压器的一次侧电压分别为$\dot{U}{}_{\text{A}}‚\dot{U}{}_{\text{B}}‚\dot{U}{}_{\text{C}}$,二次侧电压分别为$\dot{U}{}_{\text{a}}‚\dot{U}{}_{\text{b}}‚\dot{U}{}_{\text{c}}$,则电容分压器输出电压与输入电压的关系可表示为:

$[\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{a}}\\ \dot{U}{}_{\text{b}}\\ \dot{U}{}_{\text{c}}\end{array}〗=\left[\begin{array}{ccc}{\rm K}{}_{\text{A}\text{A}}& {\rm K}{}_{\text{A}\text{B}}& {\rm K}{}_{\text{A}\text{C}}\\ {\rm K}{}_{\text{B}\text{A}}& {\rm K}{}_{\text{B}\text{B}}& {\rm K}{}_{\text{B}\text{C}}\\ {\rm K}{}_{\text{C}\text{A}}& {\rm K}{}_{\text{C}\text{B}}& {\rm K}{}_{\text{C}\text{C}}\end{array}\right][\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{A}}\\ \dot{U}{}_{\text{B}}\\ \dot{U}{}_{\text{C}}\end{array}〗(2)$

式中:系数矩阵的主对角线元素Kii表示第i相电容分压器自身实际分压系数;Kij为第j相电容分压器对第i相电容分压器输出的干扰分压系数(i,j为A,B,C三相之一)。

式(2)就是电力系统中高压电容分压器的数学模型。因为三相系统为空间对称系统,并假设A,B,C三相安装的电压互感器完全相同,则式(2)系数矩阵中KAA=KBB=KCC,KAB=KBA=KBC=KCB,KAC=KCA。令KAA=K0,KAB=K1,KAC=K2,代入式(2)得:

$[\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{a}}\\ \dot{U}{}_{\text{b}}\\ \dot{U}{}_{\text{c}}\end{array}〗=\left[\begin{array}{ccc}{\rm K}{}_0& {\rm K}{}_1& {\rm K}{}_2\\ {\rm K}{}_1& {\rm K}{}_0& {\rm K}{}_1\\ {\rm K}{}_2& {\rm K}{}_1& {\rm K}{}_0\end{array}\right][\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{A}}\\ \dot{U}{}_{\text{B}}\\ \dot{U}{}_{\text{C}}\end{array}〗(3)$

式中:K0为电容分压器自身的实际分压系数;K1为邻相分压器对本相电容分压器的干扰分压系数;K2为隔相分压器对本相电容分压器的干扰分压系数。

式(3)就是电力系统中高压电容分压器的实际数学模型。在实际电力系统中,OVT电容分压器的精度由系数K0,K1,K2的取值决定。下面通过分析电容分压器的误差特性建立3个系数的求取模型。

4 高压电容分压器的误差特性

4.1 温度变化对电容分压器的影响

电容分压器置于室外,当环境温度变化时,高、低压臂的电容量也会发生变化,从而会对分压比产生影响,即会影响到K0。由于OVT中的电容分压器不同于传统CVT中的分压器,它相当于空载运行,为此,文献[9]提出采用如图3所示结构的电容分压器。该分压器由m+n个介质、尺寸、结构、电容值及温度系数一致的电容元件组成,C1为m个电容元件C11,C12,…,C1m相串联的电容值,C2为n个电容元件C21,C22,…,C2n相并联的电容值。这从理论上完全可以消除温度变化的影响,但是如果电容分压器的上下温度有差别时,仍然会影响到电容分压器的实际分压比K0。

本文将分压器结构的改进与传统经验有效地结合起来,除了采用图3所示的结构之外,还在电容分压器内部充油,以保证电容器串的温度均匀性良好,使分压器上下节温度的差异极小;并选用温度系数较低的膜纸复合介质作为电容元件的介质材料,这样上下温度差对实际分压比K0的影响非常小,可以忽略不计。

4.2 杂散电容对电容分压器的影响

电容分压器由若干电容单元串并联组合而成。在高电压使用条件下,整个分压器的对地杂散电容可达数十皮法至数百皮法,不容忽略。同时,分压器对高压端也存在杂散电容。杂散电容的存在会对电容分压器自身的实际分压比K0造成一定的影响。为了定量地研究杂散电容对分压器的影响,必须考虑分压器对地和对高压端的分布电容,于是采用电容分压器的均匀分布参数等效电路[10]进行分析,并建立相应的数学模型。

考虑杂散电容影响条件下,电容分压器的电路模型见图4。

由图4可知,每dx长的元件电容为Ck/dx,电容分压器全长总电容CK=Ck/l;每dx长的对高压端杂散电容为Chdx,电容分压器全长对高压端总杂散电容CH=Chl;每dx长的对地杂散电容为Cgdx,电容分压器全长对地总杂散电容CG=Cgl。根据电路理论可以得到如下关系式:

$\{\begin{array}{l}\text{d}\dot{U}(x)=\dot{{\rm I}}(x)\frac{1}{\text{j}\omega C{}_{\text{k}}}\text{d}x\\ \text{d}\dot{{\rm I}}(x)=\dot{U}(x)\text{j}\omega C{}_{\text{g}}\text{d}x-\left(\dot{U}{}_1-\dot{U}(x)\right)\text{j}\omega C{}_{\text{h}}\text{d}x\end{array}(4)$

运用微分方程理论并结合初始条件,解得:

$\begin{array}{l}\dot{U}=[\frac{C{}_{\text{h}}}{C{}_{\text{g}}+C{}_{\text{h}}}(1-\text{c}\text{h}(\lambda x))+\\ \frac{C{}_{\text{g}}+C{}_{\text{h}}\text{c}\text{h}(\lambda l)}{C{}_{\text{g}}+C{}_{\text{h}}}\frac{\text{s}\text{h}(\lambda x)}{\text{s}\text{h}(\lambda l)}〗\dot{U}{}_1(5)\end{array}$

式中:

$\lambda =\sqrt{\frac{C{}_{\text{g}}+C{}_{\text{h}}}{C{}_{\text{k}}}}=\frac{1}{l}\sqrt{\frac{C{}_{\text{G}}+C{}_{\text{Η}}}{C{}_{\text{Κ}}}}$

设电容分压器低压臂输出端距底部的距离为X(X是离x=0处很近的位置),则分压器的二次输出电压$\dot{U}{}_2=\dot{U}(X)$。将式(5)中的双曲函数展开并进行近似处理,可得电容分压器二次输出电压的数学模型:

$\dot{U}{}_2\approx \left(1+\frac{2C{}_{\text{Η}}-C{}_{\text{G}}}{6C{}_{\text{Κ}}+C{}_{\text{Η}}+C{}_{\text{G}}}\right)\frac{C{}_1}{C{}_1+C{}_2}\dot{U}{}_1={\rm K}{}_0\dot{U}{}_1(6)$

由模型可以看出,电容分压器自身存在幅值误差,但无相角误差,而正是由于存在杂散电容CG和CH,电容分压器存在幅值误差。式(6)中K0反映了幅值误差的大小,它是电容分压器自身的实际分压系数。

4.3 相间干扰对电容分压器的影响

在电力系统中,电压互感器通常三相并列运行,并且三相电压互感器之间的相对位置确定。正常运行时,系统三相电压之间相位互差120°,三相电压存在很高的电位差,这相当于在每相电压互感器的旁边都存在着2个大小不断变化的带电体。因此,三相电压互感器的电容分压器之间存在较强的电场相互影响。

在实际运行环境中,不同相电容分压器间的相互影响是通过空间杂散电容起作用的,而杂散电容只与电容分压器的主电极及屏蔽电极的尺寸、形状、相对位置有关,与分压器工况无关。假设A,B,C三相安装完全相同的OVT,且三相之间空间位置严格符合设计要求。不失一般性,任取p,q(p≠q)两相电容分压器作为研究对象,分析计算不同相电容分压器干扰分压系数(K1或K2)的数学模型。

采用电容分压器的分布参数电路模型,设电容分压器沿全长被分成n个电容单元,划分点处的电压从高压端向低压端依次为$\dot{U}{}_1,\dot{U}{}_2,\cdots ,\dot{U}{}_n$,电容Ck1,Ck2,…,Ck(n-1)为高压臂的串联电容单元,且电容均等于Ck,Ckn为低压臂电容单元。设Cni(i=1,2,…,n)为q相电容分压器第i个电容单元极板对p相电容分压器高压臂的分布杂散电容与p相电容分压器高压臂所构成电容电路的等值电容,则表示q相对p相产生相间干扰的电路模型见图5。

根据电路理论,对图5所示电路模型进行分析化简,可得q相电压在p相电容分压器低压臂输出端所引起的干扰总输出电压$\dot{U}$opq为:

$\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{o}pq}={\rm K}{}_{pq}\dot{U}{}_q={\displaystyle \sum _{i=1}^n\frac{C{}_{ni}}{C{}_{ni}+C{}_{\text{k}n}}}\dot{U}{}_{qi}\approx {\displaystyle \sum _{i=1}^n\frac{C{}_{ni}}{C{}_{\text{k}n}}}\dot{U}{}_{qi}=\\ (C{}_{n1}+{\displaystyle \sum _{i=2}^{n-1}C}{}_{ni}\frac{\frac{C{}_{\text{k}}}{i-1}}{\frac{C{}_{\text{k}}}{i-1}+\frac{C{}_{\text{k}}}{n-i}//C{}_{\text{k}n}}+\\ C{}_{nn}\frac{\frac{C{}_{\text{k}}}{n-1}}{\frac{C{}_{\text{k}}}{n-1}+C{}_{\text{k}n}})\frac{1}{C{}_{\text{k}n}}\dot{U}{}_q(7)\end{array}$

由模型可以看出,电容分压器因受到并列运行的其他相分压器的影响而产生幅值误差和相角误差,误差由于空间杂散电容的存在而引起。式(7)中Kpq反映了误差的大小,它是邻相或隔相电容分压器对本相分压器的干扰分压系数(即K1或K2)。

4.4 误差综合分析

前面已经分析了各个误差因素对测量结果的影响。实际运行中通常是多种误差因素的共同作用,因此要进行误差的合成。由于温度的影响通过选用温度系数小、电容值稳定的电容器,并在结构上适当采取措施基本可以消除,所以更关心杂散电容和相间干扰对分压器的影响。下面利用电力系统中电容分压器的实际数学模型进行误差综合分析。

电力系统正常运行时,A,B,C三相电压幅值相等,相位互差120°,因此由式(3)可以整理得:

$\{\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{a}}=\dot{U}{}_{\text{A}}{\rm K}{}_{\text{A}}\angle \theta \\ \dot{U}{}_{\text{b}}={\rm K}{}_{\text{B}}\dot{U}{}_{\text{B}}\\ \dot{U}{}_{\text{c}}=\dot{U}{}_{\text{C}}{\rm K}{}_{\text{C}}\angle -\theta \\ {\rm K}{}_{\text{A}}={\rm K}{}_{\text{C}}=\sqrt{\left({\rm K}{}_0-\frac{{\rm K}{}_1+{\rm K}{}_2}{2}\right){}^2+3\frac{({\rm K}{}_1-{\rm K}{}_2){}^2}{4}}\\ {\rm K}{}_{\text{B}}={\rm K}{}_0-{\rm K}{}_1\\ \theta =\arctan \frac{\sqrt{3}({\rm K}{}_1-{\rm K}{}_2)}{2{\rm K}{}_0-{\rm K}{}_1-{\rm K}{}_2}\end{array}(8)$

式中:θ为A,C相分压器的相角误差;KA,KB,KC分别为A,B,C三相电容分压器的分压比。

B相的相角误差为0。由于电容分压器的干扰分压系数和自身实际分压系数相差约3个数量级以上,故相角误差θ极小,可以忽略不计。而B相分压器位于电力系统中三相的中间位置,其所受到的相间干扰最大,故其变比误差也最大,因此,选定B相电容分压器为研究对象。

根据前面的分析,B相电容分压器的总误差为:

$\begin{array}{l}\delta =\frac{{\rm K}{}_{\text{n}}U{}_{\text{b}}-U{}_{\text{B}}}{U{}_{\text{B}}}=\frac{{\rm K}{}_{\text{n}}{\rm K}{}_{\text{B}}U{}_{\text{B}}-U{}_{\text{B}}}{U{}_{\text{B}}}=\\ {\rm K}{}_{\text{n}}{\rm K}{}_{\text{B}}-1={\rm K}{}_{\text{n}}({\rm K}{}_0-{\rm K}{}_1)-1(9)\end{array}$

式中:Kn=(C1+C2)/C1,为电容分压器的额定电压比。

于是,电容分压器的误差分析问题完全转化为Kn,K0,K1的求取问题。其中,K0,K1除受电容分压器的高低压臂电容影响外,还与杂散电容有关,因此,在设计电容分压器时要统筹兼顾,既要有合理的电容值,又要在设计的误差范围内。

5 仿真及结果分析

进行设计时,电容分压器总误差并不可知,需要通过仿真软件模拟实际运行环境,测算出杂散电容,并计算K0和K1,进而得到电容分压器的总误差。本文以所研究的220 kV OVT的电容分压器为例,采用Ansoft有限元软件进行仿真计算和误差分析。

参照CVT系统中电容分压器的结构和构成材料,建立220 kV电容分压器的结构有限元计算模型,并在额定变比基本不变的条件下,选取主电容值如表1所示的5组不同电容值的计算模型进行仿真。模型采用气球边界条件,模拟无限远处电位为0。默认的边界条件为狄里克莱边界,由于电容的测量与导体边界所加的载荷无关,任意指定三相电容分压器载荷为系统运行时的某一瞬态值,例如取A相电压为$220\sqrt{2}\sin (-30°)/\sqrt{3}$kV,B相电压为$220\sqrt{2}\sin 90°/\sqrt{3}\text{k}\text{V}‚\text{C}$相电压为$220\sqrt{2}\sin 210°/\sqrt{3}$kV,则模型施加载荷后的场强云图见附录A图A1。

根据场强分布,求解出电容分压器的杂散电容矩阵。当仅对B相分压器施加荷载时,测算出B相电容分压器对地总杂散电容CG和对高压端总杂散电容CH如图6所示。当仅对A相电容分压器施加荷载时,测算出A相向B相施加干扰的杂散电容Cn见附录B图B1。由图6和图B1可知,选取不同主电容值时杂散电容的变化不大,这进一步印证了杂散电容主要与分压器的结构尺寸有关,而受主电容值的影响很小,因此,当电容分压器主电容值选得较小时,杂散电容对变比的影响不容忽视。

依据前面的理论分析,利用式(6)、式(7)、式(9),并结合图6和图B1的数据,计算出B相电容分压器的总误差如表2所示。当主电容值选择在6 486.0 pF及以上时,电容分压器的精度可以达到约0.1%。同时,随着电容分压器主电容值的减小,总误差变大。这说明电容分压器主电容值的减小使得杂散电容对变比的影响变得越来越大,电容分压器的主电容有下限值。

6 结语

从OVT应用场合的角度所建立的高压电容分压器数学模型,能如实地反映电容分压器的工作状态,为电容分压器的误差分析和优化设计提供了理论基础。

温度变化对电容分压器的影响通过选用温度系数小的介质材料和结构优化基本上可以做到忽略不计;而杂散电容和相间干扰是影响电容分压器精度的根本原因,并且杂散电容和相间干扰引起的电容分压器误差,随着主电容值的减小而增大,因此,在设计电容分压器时应该重点考虑。

应用电容分压器的数学模型和误差合成方法,设计了220 kV OVT中的电容分压器。分压器的结构和选材借鉴了CVT系统中电容分压器的成熟经验,在保证制造工艺的条件下可以达到0.1%的精度,通过仿真计算验证了其可行性,将为精密电容分压器的设计提供了帮助。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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电容分压器 第2篇

电容式套管是指采用电容屏均压的套管,它以若干串接的电容芯子作为内绝缘(也称主绝缘)。其主绝缘好坏一是看它绝缘有否受潮、劣化等,通过测量绝缘电阻和介质损耗因数(简称介损)来判断;二是看若干串接的电容屏有否击穿,通过测量电容量来判断。其电容量初值差(与出厂值或交接值比较)应不超过±5%,介损根据绝缘材料和电压等级也有相应的注意值[1,2,3,4]。

电容式套管的电容量及介损测量通常采用西林电桥,用正接线方式[5,6,7,8,9,10,11,12],其测量结果有出厂值、首次安装后的交接值、运行中的例行试验值以及检修后的修后值等,国家电网公司状态检修试验规程要求不但要看它是否超过警示值和注意值,还要与历次试验结果比较,看变化趋势。其测量有时是单独测量(套管脱离变压器,如出厂值和修后值),大部分情况是安装在变压器上进行测量(安装后的交接值和运行中的例行试验值等),无论哪种情况,现普遍采用的接线方式都不正确,导致对某些电容式套管可能(取决于电容式套管参数)出现错误的判断,因此有必要对电容式套管电容量及介损的测量进行分析探讨。

1 变压器电容式套管电容结构

1.1 变压器电容式套管的结构

变压器电容式套管由中心导管、电容芯子、外绝缘及安装法兰等组成[13,14,15],其末屏测量端子将套管的总电容量划分为电容C1和C22个部分,其中C1为套管中心导管与测量端子间的电容量,是套管的主绝缘电容,R1为主绝缘电阻(导电杆与末屏间的绝缘电阻);C2为测量端子(末屏)与连接套筒(法兰)间的电容量,R2为末屏与法兰间的绝缘电阻,如图1所示。

1.2 变压器电容式套管运行中考核的绝缘

变压器运行中套管末屏测量端子直接接地,套管法兰与变压器油箱连接也直接接地,运行电压全部加在C1上,而C2则因为末屏测量端子和法兰均接地而被短接,不承受任何电压,因此变压器套管需要考核的绝缘应是套管的主绝缘电容C1。

2 变压器电容式套管电容量和介损测量分析

2.1 套管电容量、介损出厂值和修后值测量

2.1.1 套管电容量、介损出厂值、修后值测量接线方式

出厂值与修后值测量时因为套管未安装在变压器上,现普遍采用将套管法兰垂直放置于接地的套管金属支架上,使用西林电桥采用正接线方式测量,由于法兰与套管金属支架相连,而支架接地,从而导致套管法兰接地,其等效测量图如图2所示。

2.1.2 正确的接线方式

从图2可见,末屏与法兰间电容与西林电桥R31桥臂并联,根据高压西林电桥测量原理这样联接肯定会影响主电容介损与电容量测试结果,很显然这不是正确的接线方式,正确的接线方式应将法兰对地悬空,C2与R31桥臂不再并联,如图3所示。

2.1.32种接线方式测量结果分析

对正确的接线方式2,测得电容量C1=CNR4/R32,介损tanδ1=1/(ωC1R1)=ωC4R4[5,6,7,8,9,10,11,12],其中,ω是所加电源的角频率,ω=2πf为一常数,R4为电桥常数,故电容值与R32成反比,介质损耗角正切与C4成正比。

而普遍采用的接线方式1中,由于R31桥臂并联了C2与R2,对同一被测套管,2种测量方式电桥平衡时,接线方式1中R31(见图2普遍采用的接线方式1中电桥第3桥臂)并联了一个阻抗后等于接线方式2中R32(见图3正确的接线方式2中电桥第3桥臂),即R31∥R2∥C2=R32(对同一被测套管,2种接线方式中电桥的上面2个臂完全一样,电桥平衡时,近似有下面的2个桥臂阻抗相等,于是有R31∥R2∥C2=R32)。

因此R31>R32,而电桥测得的电容量与R3成反比,因此普遍采用的接线方式1中测得的电容量要小于正确接线方式2测得的电容量。

下面列出理论计算结果。

对接线方式1,当电桥平衡时,4个桥臂的复阻抗2个对角阻抗乘积相等,可得:

计算化简得:

而电桥测得的结果显示是C1C=CNR4/R31,因此测得结果偏小CNR4/R2,相对误差ε=(C1C-C1)/C1=-R31/(R31+R2)=-CNR4/(C1R2),可见相对误差与电桥标准电容CN及R4成正比,与套管主绝缘电容C1及末屏对法兰的绝缘电阻R2成反比。

同理,介损计算如下:当电桥平衡时,2个对角的阻抗角之和相等,则有(C1∥R1)+(C4∥R4)=(CN)+(C2∥R2∥R31),解得tanδ1=ωC4R4-ωC2R31R2/(R31+R2),末屏对地绝阻R2一般远大于R31,因此tanδ1≈ωC4R4-ωC2R31,而电桥测得显示结果tanδ1C是ωC4R4,因此测得的结果偏大ωC2R31,而ωC2R31≈ωCNR4C2÷C1,即介损角正切偏大数与末屏与法兰的电容C2与主电容C1的比值成正比,而相对误差相对误差与末屏与法兰的电容C2与主电容C1的比值和测得的介损有关,C2/C1越大,相对误差越大;测得的介损越小,相对误差越大。

2.1.4 套管电容量、介损出厂值和修后值的正确测量

以上分析可见按普遍采用的接线方式1测得的电容量偏小,介损偏大。因此,对未安装到变压器上的套管单独测量时应采用正确的接线方式2,即将套管法兰对地绝缘进行测量。

2.2 套管电容量、介损安装后的交接及例行试验值测量

2.2.1 套管安装后的测量

套管装在变压器上后测量时在导电杆上施加试验电压,电桥的信号线与末屏连接,由于法兰直接接地,此时末屏不能再与法兰连接,末屏与法兰之间的电容C2就不能被短接,而是与电桥可调电阻R31并联,即只能按接线方式1进行测量,这时应对测得的值进行修正,即先测出末屏对法兰的绝缘电阻R2,并用反接法测得末屏对法兰的电容C2(注意测量时电压不得超过2 000 V,以免损坏套管末屏绝缘),这2个量很容易测,在此不再赘述。然后对测得的电容量加上CNR4/R2,对测得的介损减去ωC2R31就得到了套管的主电容量和主绝缘介损。

2.2.2 不修正的后果

由理论计算显而易见普遍采用的接线方式1是有偏差的,其中电容量绝对偏差为CNR4/R2,相对误差为-CNR4/(C1R2),可见相对误差与电桥标准电容CN及R4成正比,与套管主绝缘电容C1及末屏对法兰的绝缘电阻R2成反比,当末屏对法兰的绝缘电阻R2显著下降时,相对误差就会明显增大,可能出现偏差大于-5%的现象而导致误判;也有可能出现套管一个电容屏击穿或其他隐患导致电容量上升而采用接线方式1无法检测出来的严重问题。

同理接线方式1测得的介损若不修正,就会导致介损比实际值偏大[16,17,18,19],出现介损超过警戒值的现象而导致误判。

3 结论

a.变压器运行中末屏测量端子直接接地,运行电压全部加在C1上,而C2则因为末屏测量端子和法兰均接地而被短接,不承受电压。因此测量变压器套管电容量和介损针对的是主绝缘电容C1。

b.我国现普遍采用接线方式1进行测量,受西林电桥可调电阻R31支路并联对地阻抗的影响,测得的数据不是真实的电容量和介损,其中电容量偏小,介损偏大。

c.对未安装到变压器上的套管单独测量应直接采用正确的接线方式2,即将套管法兰对地绝缘进行测量;而对安装到变压器上的套管试验时只能采用接线方式1测量,这时应再分别测出末屏对法兰的绝缘电阻R2和电容C2,然后对测得的电容量加上CNR4/R2,对测得的介损减去ωC2R31就得到了套管的主电容量和主绝缘介损。

d.对接线方式1电容量若不修正可能出现电容量偏差大于-5%的现象而导致误判,也有可能出现套管一个电容屏击穿或其他隐患导致电容量上升而无法检测出来的严重问题;介损不修正可能会误判断套管介损超过注意值。

摘要：通过对电容式套管的结构分析及电容量和介损测量结果的理论计算,指出了现在普遍采用将套管法兰垂直放置于接地的套管金属支架上的西林电桥正接线方式(简称方式1)测量结果是不正确的;对测量结果必须进行修正;给出了电容量及介质损耗角正切值修正公式。对未安装到变压器上的套管单独测量时应该直接采用将套管法兰对地绝缘进行测量(简称方式2);而对安装到变压器上的套管试验只能采用方式1,同时应该分别测出末屏对法兰的绝缘电阻和电容,然后根据公式进行修正。特别指出对电容量及介质损耗角正切值不进行修正可能导致故障的误判或漏判。

电容分压器 第3篇

某供电公司110 k V变电站一台三相有载调压电力变压器受短路冲击,在例行试验时发现,电抗法测量发现中压对低压绕组的三相短路阻抗纵比超出注意值;且在做绕组介质损耗因数和电容量时,电容量变化较大。为确定该台变压器状况是否影响正常运行,再次重新做一系列试验(即最后试验),并和交接试验数据相对比,进行综合分析判断该台电力变压器的绕组变形情况。由于缺少部分必要的交接试验数据,常用的频率响应法、电抗法、绕组介质损耗因数和电容量不能准确分析电力变压器绕组变形情况。

1 提出问题

对于电力变压器的绕组变形情况常常采用频率响应法、电抗法、绕组介质损耗因数和电容量等方法分析。频率响应曲线能够较好的反映三相绕组间的绕组变形,但若三相绕组同时发生相似程度的绕组变形或者三相绕组本身就存在差异性,三相绕组频率响应曲线吻合良好或差异较大,且又无最初的(交接试验)绕组频率响应曲线进行纵比,横比法很难准确判断出绕组变形[1]。电抗法中纵比能初步判断其高、中、低压绕组其中一组绕组是否相对于另一组绕组发生形变,仅可作为绕组变形分析的参考方法;电抗法中横比能够判断三相绕组间的相对变化,但若是三相绕组同时发生相近的变化,则无法准确判断是否发生绕组变形[2]。绕组介质损耗因数和电容量能够判断绝缘介质性能是否良好,由于没有明确的判断依据说明电容量变化和绕组变形有关,故很难通过电容量变化判断绕组变形[3]。更少有分析人员使用分布电容法对绕组变形情况进行分析,也没有明确的规程标准规定判据。故文中用分布电容法结合其它方法分析绕组是否变形,以及是何组绕组出现变形。该方法可作为绕组变形分析的辅助方法,增强其它方法分析绕组变形结论的说服力。

2 试验数据分析

2.1 电抗法数据分析

表1是最后试验所测绕组变形电抗法的短路阻抗值,经与例行试验相比发现电抗法的短路阻抗值的复验性在±0.2%以内[2]。其中,uke为三相额定短路阻抗值;uk为三相实测短路阻抗值;Δuk为三相短路阻抗变化率;Lk(A、B、C)为相漏电感;ΔLmax为单相漏感值最大互差。

故电抗法所测短路阻抗值只列举最后试验的试验数据。该台电力变压器的中压绕组额定挡为3挡,高压绕组额定挡为9挡。

对电抗法试验数据进行分析,中压对低压绕组的三相短路阻抗纵比超出注意值,初步判断中压绕组或低压绕组可能出现绕组变形;三相横比发现高压对中压、中压对低压时三个单相漏感最大互差均超出标准注意值,而高压对低压时三个单相漏感最大互差在标准注意值内[2],初步判断中压三相绕组间存在不平衡,即中压绕组可能存在绕组变形。

2.2 绕组变形试验

绕组频率响应法分析绕组变形,当绕组扫频响应曲线与原始记录基本一致时,即绕组频率响应曲线的各个峰值、波谷点所对应的幅值及频率基本一致时,可判定被测绕组没有变形。

图1至图3分别为最后试验所测高压绕组频率响应曲线、中压绕组频率响应曲线、低压绕组频率响应曲线。频率幅频响应特性曲线低频段(1~100 k Hz)的波峰或波谷位置发生明显变化,预示着绕组电感改变,可能存在匝间或饼间短路的情况,频率幅频响应特性曲线中频段(100~600 k Hz)的波峰或波谷位置发生明显变化,预示着绕组发生扭曲和鼓包等局部变形现象,频率幅频响应特性曲线高频段(600~1 000 k Hz)的波峰或波谷位置发生明显变化,通常预示着绕组的地电容改变,可能存在绕圈整体移位或引线位移等情况[1]。由于缺乏不同时期的试验测量数据,无法进行纵比,很难确定绕组是否发生绕组变形。

由三相绕组频率响应曲线横比可知,图1高压绕组C相在200 k Hz左右波谷出现错位,其他频段频率响应曲线基本一致;图2中压绕组A相绕组在200~300 k Hz和其它两相绕组吻合度较差且出现波峰略有移位,其他频段三相频率响应曲线趋势一致;图3低压绕组在200~400 k Hz三相绕组波形曲线波峰和波谷出现移位,其他频段三相频率响应曲线基本趋势一致。综合以上图谱曲线以及参考文献[1]可判断高压C相、中压A相绕组可能存在绕组变形,且绕组出现扭曲或鼓包现状,而A相低压绕组出现扭曲或鼓包变形。由于没有最初的(交接试验)绕组频率响应曲线进行纵比,很难通过横比频率响应曲线排除三相绕组发生相似程度的变形或变压器三相绕组的正常幅频响应特性本身存在差异性,并不能准确判断出高压、中压绕组是否存在绕组变形,但三相绕组横比能确定低压绕组A相出现绕组变形。

2.3 绕组介质损耗因数及电容量分析

电力变压器绕组介质损耗因数及电容量测试结果与历史数据对比情况如表2所示。CH为高压绕组对中、低压绕组及地的电容;CM为中压绕组对高、低压绕组及地的电容;CL为低压绕组对高、中压绕组及地的电容;CHM为高、中压绕组对低压绕组及地的电容;CHML为高、中、低压绕组对地的电容。

由表2电力变压器电容量比较发现CM、CL、CHM变化较大,介质损耗因数tanδ值均在标准注意值范围内,可认为变压器内绝缘介质性能良好,很难通过电容量变化来准确判断绕组是否变形。但电容量数值可初步判断中、低压绕组间可能存在绕组变形,可利用分布电容法对电容量数值进一步分析。

2.4 分布电容法分析

2.4.1 分布电容法原理

电力变压器有铁心、绕组、主绝缘、纵绝缘、油箱等结构件组成,其可视为是电容的串并联电路(忽略电感、电阻值)。电力变压器在实际运行中,铁心及夹件和油箱壁均可靠接地,为便于分析可视为等电位极板;而高、中、低压每组绕组均可看作为一个极板;变压器中的绝缘油、绕组绝缘纸以及绝缘纸板可视为极板间绝缘介质。电力变压器等效为电容的串并联电路,其电容分布简化结构如图4所示。分布电容法就是把变压器内部复杂的结构等效为简单的电容。为便于计算,其各部分等效电容分别定义如下:C10为低压绕组对地的电容;C20为中压绕组对地的电容;C30为高压绕组对地的电容;C12为中压绕组对低压绕组电容;C23为高压绕组对中压绕组电容;C31为高压绕组对低压绕组的电容。

对于三绕组电力变压器,高压对低压绕组间的电容C31很小,文中可忽略C31的影响。

2.4.2 电容量测量方法及计算

结合电力变压器绕组的介质损耗因数和电容量的测量方法分析。变压器例行试验电容量测试位置分别为CH、CM、CL、CHM、CHML。

根据试验接线以及变压器的结构特点,结合变压器电容分布,得出:

联立以上方程组可以分别计算出C10、C20、C30、C12、C23的电容量。

2.4.3 分布电容计算值及分析

充分利用所测得绕组电容量的值,结合电力变压器内电容分布特点,计算出分布电容参数值,如表3所示。

利用经典电容量计算公式C=εrS/4πkd分析电力变压器电容量变化与绕组变形的关系,若实际电力变压器的绕组介质损耗因数在参考文献[3]规定范围内,则可以认为绝缘介质的介电常数没有变化(即认为εr无变化);若绕组变形,两极板间相对面积的微弱变化,电容量变化可忽略;故电容量受极板间距变化影响较大。若极板间距减小,电容量增大;若极板间距增大,电容量减小。极板间距变化在电力变压器中可认为是两绕组间、绕组与铁心间、绕组与油箱壁间间距发生变化。表3中计算出的电力变压器内等效分布电容参数值,C20、C30变化量很小可以忽略;C10、C12电容量变化巨大。结合图4分布电容简化结构可知C10为低压绕组与地间电容量增大,故判断低压绕组与地极板间距减小,低压绕组变形;C12为中压和低压绕组间电容量增大,间距减小变化,即中、低压绕组出现绕组变形;C23为中压和高压绕组间电容减小,间距相对增大,即中、高压绕组出现绕组变形。

电抗法分析确定中压绕组可能出现绕组变形,仅做参考方法使用;频率响应法分析高压C相、中压A相绕组可能出现扭曲或鼓包变形,且确定低压绕组A相出现绕组变形;绕组介质损耗因数及电容量分析中压、低压绕组可能存在绕组变形;分布电容分析中压、低压绕组可能存在绕组变形。综合以上多种方法分析结论断定,中压绕组、低压绕组存在绕组变形,且A相低压绕组存在扭曲或鼓包绕组变形。分布电容法分析结论是对以上多种分析方法的验证,增强电力变压器的绕组变形分析结论说服力。

3 分析结果验证

经过多种方法分析判断,该台电力变压器继续运行存在安全风险,故建议返厂解体检修。

该电力变压器返厂解体后发现中压绕组、低压绕组确实存在绕组变形,且A相低压绕组扭曲鼓包,并致使A相中压绕组鼓包,如图5所示。B、C相低压绕组、中压绕组无变形,三相高压绕组无变形。图6为C相中压绕组(正常绕组)。

4 结语

电力变压器解体检修后绕组变形情况验证了分布电容法分析绕组变形的结论正确性。分布电容法结合频率响应法、电抗法以及绕组介质损耗因数和电容量分析绕组变形,增强了绕组变形分析结论的说服力。分布电容法可以作为常用的频率响应法、电抗法以及绕组介质损耗因数和电容量分析绕组变形的辅助分析方法。

参考文献

[1]DL/T 911—2004电力变压器绕组变形的频率响应分析法[S].

[2]DL/T 1093—2008电力变压器绕组变形的电抗法检测判断导则[S].

电容分压器 第4篇

文献[3]以反激式开关电源为研究对象, 建立了相应的共模传导噪声耦合路径模型及变压器分布电容模型, 重点研究了二次侧干扰源对整个电路系统的影响。并且利用传统的在变压器初、次级绕组之间加屏蔽的方法来抑制共模干扰。虽然该种方法大大的降低了变压器原副边之间的分布电容, 有效的抑制了共模干扰, 但是加屏蔽会导致变压器的体积增大, 产生额外的损耗。所以为了避免加屏蔽层, 可以通过改变变压器绕组结果以及变压器与外电路的连接方式来减小共模干扰。文献[4]对反激式变换器的每一个元器件建立了高频模型, 把这些模型组合起来后, 用PSpice软件进行模拟仿真, 并对比分析了散热片对地电容, 变压器漏电感等参数对干扰大小的影响。但是该文献没有考虑高频变压器原副边之间的寄生电容的影响, 实际上, 变压器原副边之间的寄生电容对共模干扰有很大的影响, 因此需要深入的研究。

以反激式开关电源为研究对象, 首先明确了高频开关电压作用下的变压器原副边之间分布电容是共模噪声的重要耦合通道的基础上, 建立了共模传导干扰耦合通路模型。由于变压器绕组上的电压不均匀分布, 等效共模寄生电容不等于变压器原副边间结构电容, 因此提出了一种计算变压器初、次级绕组间等效共模寄生电容的方法。其次重点分析了不同的变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方式对系统中的共模干扰的影响。最后根据模型, 提出了一种共模干扰滤波器, 并用PSpice软件模拟仿真。

1 反激变换器中的共模干扰

1.1 共模传导干扰耦合路径分析

文献[5]只把变压器原边开关管看成共模干扰源, 忽略了副边的二极管。其实变压器副边二极管两端也存在电压跳变, 尤其是变换器的输出电压越高, 二极管产生的干扰就更不能忽略。图1是反激式变换器的共模噪声耦合路径分析原理图。其中Cps表示变压器一次绕组靠近开关管漏极那一端对二次绕组的耦合电容, Csp表示变压器二次绕组靠近二极管阳极那一端对一次绕组的耦合电容。C0表示负载端对大地的耦合电容。为了研究变换器中变压器分布电容对共模传导噪声耦合通路特性的影响, 可以通过将开关管散热片接变压器原边地或副边地而旁路, 避免由开关管与散热片之间的寄生电容耦合的噪声传到线性阻抗稳定网络上。则变换器中主要有2条主要共模传导噪声路径, 如图1所示。一路由功率开关管Q1干扰源经Cps、C0与LISN构成通路, 另一路由二极管D1干扰源经Csp、LISN和C0构成通路。两条共模干扰耦合通路上均有变压器。因此在隔离型开关电源中, 变压器一、二次侧绕组之间的分布电容是产生共模电流的主要因素, 通常以变压器一、二次侧之间的等效共模电容来描述变压器的共模干扰耦合通路。

不考虑回路中的寄生阻抗, 则反激变换器的共模干扰耦合通路模型如图2所示。图中, Cps, Csp分别为变压器在回路1和回路2的等效共模寄生电容;Vds为功率开关管Q1漏极与源极之间的电压, Vdio为输出二极管D1两端的电压, 电阻R是LISN的等效共模电阻。

1.2 等效共模寄生电容的计算方法

用PExprt软件设计变压器模型, 再跟有限元软件Ansoft Maxewll连接对该模型进行仿真运算得到的变压器原副边分布电容是原副边之间的结构电容Cm。结构电容只与绕组相对面积和绕组间的绝缘间距等物理结构参数有关, 而变压器等效共模寄生电容是与变压器绕组的电位分布有关的。

变压器一次侧绕组上的干扰电压呈线性分布, 变压器二次侧绕组上的干扰电压也呈线性分布, 则可以得到变压器原副边分布电容上所产生的共模电流也呈线性分布[6,7]。

由于变压器绕组上的电压不均匀分布, 因此变压器的等效共模电容不等于结构电容Cm。为了便于分析, 假设变压器的一、二次侧均采用单层绕组, 且没有屏蔽层结构。如图3所示, L1为变压器原边绕组长度, L2为变压器副边绕组长度, k表示分析的位置与B或D点的距离。则开关管Q1与二极管D1所产生的共模电流分别为

则总的共模电流为

所以求得回路1, 回路2的等效共模电容Cps=Csp= (1/2) Cm。

2 共模干扰的抑制

2.1 减小分布电容及高频电压跳变dv/dt

由于共模干扰是电路中的干扰源在开关过程中产生的高频电压跳变对变压器一、二次侧绕组之间的分布电容进行充放电, 所产生的干扰电流流入变压器副边, 并经负载对地电容进入LISN所引起的。共模噪声电流icm=C (dv/dt) , 因此可以从减小变压器原副边寄生电容及干扰源产生的高频电压跳变dv/dt两方面入手来抑制共模干扰。

文献[8, 9]都采用了在原副边线圈之间加入铜箔作为屏蔽层, 从而达到减小分布电容的目的。但是, 屏蔽层除了会增大变压器的体积外, 还会产生额外的损耗, 当变压器有很多层且一、二次绕组交错绕制时, 就会需要很多屏蔽层, 这在实际应用中是不可取的。图4是变压器原副边绕组间寄生电容示意图, 原副边绕组间分布电容除了与线圈层间距、层间绝缘材料以及绕线粗细有关外, 还与绕组的排列布局有很大关系。通过改变变压器原副边线圈的排列结构, 可以改变一、二次绕组间的分布电容大小, 从而改变电路系统中的共模干扰大小。

为了实现初级与次级绕组间的紧密耦合, 减小变压器漏感, 在设计变压器绕组结构时, 可以采用三明治结构, 即交错绕制方法, 如图5 (a) 所示。但采用交错绕制后, 初级与次级绕组正对的面积变大, 导致原副边绕组间分布电容变大, 从而在电路系统中产生更大的共模干扰。为了减小电路中的共模干扰, 可以采用如图5 (b) 所示的绕组排列布局。基于以上分析, 为了使漏感大小及绕组间寄生电容产生的共模干扰都符合系统要求, 在设计变压器绕组结构时需要折衷考虑。

由于变换器的共模噪声电流icm=C (dv/dt) , 所以可以通过减小电压跳变dv/dt来抑制电路中的共模干扰。dv/dt除了与电路拓扑的特性有关外, 还与变压器绕组的出线端子与外电路拓扑的连接方式有很大关系。参照图1和图4, 把出线端子Np1与A连接, Np2与B连接, Ns2与C连接以及Ns1与D连接, 则A处, B处, C处, D处的电压分别为VA、0、0、VD。变流器中变压器绕组上的电压是呈线性分布的, 则变压器各层绕组的电压分布示意图如图6所示。

其中, Rp、Rs分别是变压器初级、次级线圈的匝数;Rp2、Rp3分别是原边绕组Tp2层、Tp3层的匝数。基于以上分析, 可以得到变压器绕组电压分布与变压器绕组结构有关系, 即通过改变绕组的层数或每层的匝数可以改变绕组上的电压分布。

开关电源中的变压器绕组结构一般都是分段分层绕制。如图4所示, 反激式开关电源中的变压器初级绕组是绕制成多层结构的, 初级绕组的最外层Tp1与外电路拓扑的A处连接或者最里层Tp3与外电路拓扑的A处连接, 这两种不同的接线方式会对系统中共模干扰的大小有很大的影响。当初级绕组的最外层Tp1与A处连接时, Tp1层上的分布电压比Tp3层上的分布电压高很多, 即Tp1上的dv/dt比Tp3上的dv/dt高很多, 但是初级绕组Tp1层与次级绕组的之间的分布电容很小, 可以忽略不计。所以该种连接方式不会引起很大的共模噪声电流。同理, 当初级绕组最里层Tp3与A处连接时, Tp3上的分布电压比Tp1上的分布电压高很多, 即Tp3上的dv/dt比Tp1上的dv/dt高很多, Tp3层绕组与次级绕组是相邻的, 它们之间的分布电容很大。开关过程中有高电压跳变对大分布电容进行充放电, 根据icm=C· (dv/dt) , 会产生很大的共模电流, 从而造成很大的共模噪声干扰。所以当变压器初级绕组是多层结构时, 一般都将靠近次级绕组的那层接线端子接在外电路拓扑电压跳变较小的那端[10]。

2.2 采用EMI滤波器

要抑制开关电源EMI信号的传导干扰和辐射干扰, 滤波是一种有效措施。一般电源线上的传导干扰均可分为差模干扰和共模干扰两种形式, 因此在采取EMI滤波器时, 必须把这两种不同的干扰信号区别开来, 从而有针对性地采取相应的滤波器。由于变压器原副边之间的寄生电容是产生共模电流的主要因素, 所以本文采用共模干扰滤波器。

为了使系统中的共模干扰信号满足电磁兼容标准, 需要在LISN与输出端之间接入共模干扰滤波器。滤波器结构如图7所示。

L1是滤波扼流圈, 在同一磁芯上绕两个匝数相同的线圈, 且绕向一致。当输入电流流过L1时, 产生大小相等, 方向相反的磁通, 所产生的磁场相互抵消, 因此该扼流圈对差模干扰不起作用。但是L1对于相线与地线间的共模干扰信号, 相当于一个大电感, 对电路系统中的共模传导噪声有很好的抑制作用。L1两端的并联电容C1, C2是X电容, 能有效抑制电路中的共模传导噪声。变流器输出端分别对地并接的电容C3, C4是Y电容, 提供一个低阻抗回路, 对共模传导噪声起旁路作用。知道共模干扰滤波器中各个元器件的作用, 还必须对各个元器件的参数进行适当的设置, 才能有效地抑制共模干扰。共模扼流圈L1的取值范围通常是 (1~10) m H;C1、C2的取值范围一般在 (0.1~2) μF;C3、C4是Y电容, 受安规最大漏电流的限制, 取值不能太大, 通常在 (1~4.7) n F。

3 仿真分析

以220 V输入, 30 V/60 W输出, 工作频率为100 k Hz, 采用峰值电流控制, 工作于DCM模式的反激变换器为研究对象。用PExprt软件设计反激变换器中的变压器, 匝比为Np∶Ns=5, 绕组布局采用三明治结构, 如图5 (b) 所示。用PExprt软件跟有限元软件Ansoft Maxewll进行连接对该变压器模型进行仿真运算得到的变压器原副边的结构电容Cm=72.71 p F, 基于以上分析, 则Cps=Csp= (1/2) Cm=36.305 p F。根据反激式开关电源中各个元器件的高频模型以及变压器原副边的等效共模分布电容参数, 用Pspice软件搭建了反激式变换器共模传导干扰的仿真电路, 如图8所示。

当变压器绕组布局采用三明治结构, 如图5 (a) 所示。等效共模寄生电容Cps=Csp=36.305 p F。运行软件仿真程序得到图9所示波形图。

当驱动电压V3由0 V上升到10 V时, 开关管MOSFET将导通, MOSFET产生的高频电压跳变对变压器初、次级之间的等效共模分布电容进行充放电, 所产生的干扰电流流入变压器副边, 并经负载对地分布电容耦合到线性阻抗稳定性网络 (LISN) , 形成一个有些尖刺的小矩形共模干扰电压波形。如图9左边椭圆所示。当驱动电压V3由10 V下降到0 V时, 开关管MOSFET将关断, 但是由于变压器存在漏电感, 电流不能突变, 还将维持一小段时间对变压器初、次级之间的等效共模寄生电容充电, 产生一个电流尖峰。并且会在变压器漏感上产生感应电动势, 叠加在变压器初级绕组的关断电压上, 形成电压尖峰。开关管MOSFET完全关断时, 变压器初、次级之间等效共模寄生电容就开始对外放电, 干扰电流经接地线进入LISN。由于高频时, 耦合路径中存在寄生电感和寄生电阻, 所以会产生震荡谐波分量, 也会不断的消耗能量, 形成衰减震荡波形。如图9右边椭圆所示。副边二极管作为另一路共模噪声耦合路径的干扰源, 其产生共模干扰的过程与开关管MOSFET类似。

当不考虑变压器原副边分布电容时, 得到的共模电压波形如图10所示。比较图9 (C) 与图10的共模电压波形可知, 没有考虑变压器原副边分布电容时, 产生共模干扰电压很小, 与0接近。所以变压器初、次级之间的寄生电容是产生共模电流的主要因素。

在PExprt软件中将变压器三明治绕组结构改为传统式绕组结构, 如图5 (b) 所示。等效共模寄生电容Cps=Csp=9.355 p F仿真得到的共模电压波形如图11所示。

对比图9 (d) 与图11 (b) 的频谱波形图, 可以看出明显的差别, 图11中的干扰频谱比图9中的干扰频谱小。这是由于改变了变压器的绕组结构, 使变压器原副边之间的分布电容减小了, 从而减弱了电路系统中的共模干扰。因此验证了通过改变变压器绕组结构, 也可以改变电路系统中的共模干扰。

等效共模寄生电容Cps=Csp=9.355 p F, 在LISN与输出端之间接入如图7所示的共模干扰滤波器后, 得到的共模干扰波形如图12所示。对比图11 (a) 与图12, 可看出抑制效果非常明显, 从而证明了该方法的有效性。

4 结论

(1) 以反激式变换器为研究对象, 考虑到原边开关管与副边二极管都是共模干扰耦合路径的干扰源, 则变换器中主要有2条主要共模传导噪声路径。一路由功率开关管M1干扰源经Cps、C0与LISN构成通路, 另一路由二极管D1干扰源经Csp、LISN和C0构成通路。

(2) 由于变压器绕组上的电压不均匀分布, 因此变压器的等效共模电容不等于结构电容。在考虑了变压器绕组电位分布的情况下, 提出了一种计算等效共模电容的方法。为后面的变压器原副边等效共模分布电容的计算提供了理论基础。

(3) 研究了变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方式对系统中的共模干扰产生的影响, 为文中提出的抑制共模传导噪声的方法提供了理论依据。

(4) 采用在LISN与输出端之间接入共模干扰滤波器的方法, 然后进行仿真, 仿真结果验证了该方法能有效地抑制共模干扰。

摘要：以反激式变换器为研究对象, 在仔细分析了变压器原副边之间分布电容对共模干扰作用的基础上, 建立了共模传导干扰耦合通路模型。在考虑了变压器线圈绕组的电位分布的情况下, 提出了一种计算变压器初、次级绕组间等效共模寄生电容的方法。根据模型, 重点分析了变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方式对系统中的共模干扰产生的影响。最后, 提出了一种共模干扰滤波器, 并用软件进行了仿真验证。

关键词：反激变换器,变压器分布电容,共模干扰,干扰抑制

参考文献

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电容分压器 第5篇

在我国,随着配电网自动化的逐步兴起,对线路电压检测的要求也越来越高。长期以来,各种电压自动记录装置主要因受到传统电压测量方法的制约,未能取得大的发展。传统的电磁式电压互感器在当前的电力系统中暴露出了一系列严重的问题,主要表现在:(1)随着电网电压越来越高,体积越来越大,造价也越来越高。(2)匝间以及线圈与地之间存在击穿的风险,绝缘的矛盾越来越突出。(3)铁芯的饱和问题导致波形失真,线性误差增大。(4)体内充油,存在爆炸的潜在风险,危及周围设备及操作人员的生命安全。

此外,10 kV配电网中单相接地故障时有发生,而我国绝大多数的配电网采用小电流接地方式。当小电流接地系统在发生单相接地故障后,非故障相的电压升为线电压,如果采用传统的电压互感器更容易发生过电压绝缘事故。这些都促使人们研制更为先进的电压传感系统。本文主要介绍一种新型的电容分压式传感器的基本传感原理、性能特点和典型应用情况。

1 传统电容式电压互感器

传统的电容式电压互感器(CTV)是一种由电容分压器和电磁单元组成的电压互感器,在正常工作条件下,电磁单元的二次电压与加到电容分压器上的一次电压成正比,且相位差接近于0。与电磁式电压互感器相比,其具有以下特点:(1)高电压主要由电容分压器承担,冲击绝缘强度高。(2)产品相对价格随电压升高而降低,超高压330 kV及以上的电容式电压传感器造价比电磁式的低,在超高压系统中基本上已经取代电磁式电压互感器。(3)使用时,可以避免电磁式电压互感器引起电力系统工频谐振和铁磁谐振的条件,因而在220 kV及以下的系统中也有采用电容式电压互感器的趋向。

2 新型电容分压式电压传感器

ABB集团是电力和自动化技术领域的领导厂商,其电容分压式电压传感器历经多年的发展,已经广泛应用于中压电力系统中。

2.1 原理

如图1所示,电容C1和C2串联,Up为一次电压,Uout为测量电压。由于C1和C2均为常数,所以测量电压正比于一次电压,且不存在饱和现象,能在测量范围内保持线性。在实际应用中,C1通常为绝缘子内屏蔽网与导体之间的耦合电容,C2通常为外接电容。这样,整个电压传感器的变比Kn=Up/Uout=(C1+C2)/C1。

2.2 优点

与传统CTV相比,新型的电容分压式电压传感器取消了电磁单元,具有以下优点:(1)更安全,二次侧输出更小:在实际应用中,通过调整C1和C2之间的比值关系,电压传感器的变比固定为10 000:1。应用于10 kV的配电网络中,其二次输出值仅为1 V,对操作人员而言,更为安全。(2)低压边短路无过热危险:即使传感器的二次输出部分发生短路故障,也不会对传感器的本体造成伤害,并且也不会危及与之相连接的其他设备,如智能控制器等,更不会造成人身伤害。(3)无铁磁谐振现象:当一定的情况下,铁磁谐振现象会给传统的电磁式的互感器带来一定的风险。由于电容分压式传感器中没有非线性的铁芯材料,所以不会产生铁磁谐振现象。(4)体积更小,安装方便:由于采用了先进的制造工艺,可以将传感器的分压电容一次性浇注在绝缘子内,无需额外的空间,也无需在现场进行安装,并且能极大地节省安装空间,特别是在需要同时采集6个电压信号的情况下。(5)宽广的动态测量范围:新型的电压传感器适用于6～20 kV的配电网络中,无需根据电压等级的不同而改变型号。

2.3 系统结构

2.3.1 电容分压部分

在实际产品中,绝缘子内的金属网和主回路导体之间的耦合电容构成了一次分压电容(C1)。为了获得稳定可靠的C1,采用了整体浇铸工艺,将金属网精确定位后,再连同主回路的导体一起用环氧树脂浇铸成型。

绝缘子浇铸成型后,由内部金属网与导体之间产生的耦合电容值就确定了下来,且其容值受温度变化影响较小,非常适合户外使用。并且由于采用的填充材料为环氧树脂,能避免导体与金属网之间发生绝缘击穿的现象,保证了人员的安全。该电压传感器已经通过了电力工业电气设备质量检验测试中心(原武高所)的24 kV的型式试验。

2.3.2 二次放大器部分

户外架空线路中,开关本体与其FTU往往是同杆架设,之间使用8～10 m的控制电缆相连,开关本体提供开关的合分位以及电流、电压值给FTU用于状态监测,同时FTU也通过控制电缆来对开关本体进行合分闸操作。

而电容分压器提供的二次测量电压为耦合电压信号,无带负载能力,所以需要一个放大器提高其带负载能力。该放大器的基本原理为运算放大器设计,输入输出的比值为1:1,

不会改变输入电压的幅值,从而保证测量的准确性。

2.4 实际应用

随着智能电网的概念在全球范围内的兴起,越来越多的配电网络开始要求能对配电线路上的设备进行远方实时的监测、协调、调整及控制,而对线路电压的监控就成了关键的环节。一般情况下,配电网自动化系统至少需要同时检测三相电压,从而实现对线路电压的监控;如果是“手拉手”环网中的联络开关,则通常需要检测两侧共6相电压。在这种情况下,至少需要4支传统的电磁式电压互感器才能达到系统的要求。而如此多的互感器会给现场的安装带来极大的不便。

早在20世纪,电容分压式电压传感器方案就已经开始应用于实际的配电网络中。与此同时,国内的一些智能配电网络中,也开始采用了这种传感器方案。例如在浙江省海宁市的“三双”(即“双电源、双线路、双接入”)改造方案中,通过两侧共6个电压传感器,能同时检测两侧电源的电压,并能根据不同的电源方向,自动实现2个电源之间的相互切换,从而极大地缩短了停电时间。同时这种传感器体积小,无需额外的安装空间,也极大方便了现场的安装。

3 结语

电容分压式电压传感器是电网动态监测、提高继电保护可靠性和数字电力系统建设的基础设备,将在现代电力系统中发挥重要的基础测量作用。因其具有体积小、便于安装,二次输入小、更安全,无铁磁谐振等优点,故必将会有广阔的发展空间。

摘要：从传统电容式电压互感器的特点出发,介绍了新型电容分压式电压传感器的基本原理、性能特点、系统结构和典型应用情况,指出其具有良好的应用前景。

关键词：CTV,电容分压,电压传感器

参考文献

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[4]肖悦娱.光学电压互感器的电场分布对测量的影响[J].高电压技术,2007(5)

电容分压器 第6篇

色谱分析技术是指通过对变压器油中溶解的各种气体含量进行检测, 然后根据检测结果, 来分析变压器油性能, 从而对变压器等设备内部的潜伏性故障, 特别是对过热性、电弧性和绝缘破坏性故障等进行判断的一种分析技术。

通过实践研究表明, 采用色谱分析方法具有以下一系列的优点:

一是分离效能较高:这种技术可以将有着相近物理、化学性质的物质进行分离和分析, 比如同位素、有机化合物中的同分异构体等;还可以有效地分离和分析那些有着特别复杂组分的混合物, 比如石油产品等;二是分析速度较快:采用这种分析方法来分析样品, 即使样品含有几十个组分, 也不需要太长的时间, 通常只需几分钟;三是取样简便, 样品用量少:取油样口位置方便, 油样量只要几毫升, 一个分析过程就可以实现;四是分析结果灵敏度较高:采用这种方法鉴别的组分含量或杂质含量可以低到十万分之一, 甚至可以达到百万分之一;五是适用范围广:采用这种方法不仅可以对气体进行分析, 还可以对液体以及包含于固体内的气体进行有效的分析。

2 变压器油色谱分析技术在电容式电压互感器故障分析中的运用

某电厂, 其220k V母线电压互感器采用国产、户外型、电容式产品, 在2005年4月2号投入运行, 额定电压:220k V, 额定频率:50Hz。

在2012年12月2日, 运行人员在巡查升压站内电气设备运行情况时, 发现220k V母线电容式电压互感器B相有异常声音, 且发音有规律性。然后继保人员检查其二次回路接线正常, 又对该母线压变进行了测地网络通信试验, 没有问题。为查明异声原因, 将该母线压变改为检修状态, 进行进一步检查。

停电后对该母线压变的外观, 一次接线情况等进行了检查, 均未发现异常情况。接着通过测试取得部分电气参数如下:

绕组间绝缘电阻全部>10000MΩ, 各端对地绝缘电阻>10000MΩ, 分压电容器C1值为20250p F, 与铭牌标称电容值偏差为-0.51%;分压电容器C2值为20230p F, 与铭牌标称电容值偏差为-1.13%。通过分析, 这些数据结果均符合相关的要求和标准。针对问题确实存在的情况, 于是通过对母线电压互感器取油样, 进行油中溶解气体色谱分析, 得出数据如下表:

上述数据中, 油样中总烃和氢均超过注意值, CO超过300ppm, 应考虑固体绝缘过热的可能性;采用特征气体判断法分析, 乙炔是故障点周围绝缘油分解的特征气体, 但本油样中乙炔 (C2H2) 含量未测出, 判断可能为低能量的局部放电;氢是油中发生放电分解的特征气体, 经微水分析油样中含水符合标准。因此, 可得出初步分析结论:该电容式电压互感器内部存在低能量的局部放电和固体绝缘过热现象。

为对故障性质作出进一步的诊断, 应用IEC三比值法分析如下:

C2H2/C2H4=0编码为0

CH4/H2=0.506编码为0

C2H4/C2H6=20.18编码为2

比值范围编码为0 0 2, 分析得出结论:引线接触不良或绝缘不良造成局部放电, 引起故障发生的可能性最大。

为解决该电容式电压互感器存在的故障, 只有解体该电容式电压互感器才能进行故障点确定及故障点的最终处理。在解体过程中, 发现其中压引线对电磁单元下法兰内壁有较明显的放电痕迹, 证实了上述分析结果是正确的。对其中压引线进行绝缘处理等措施后, 经试验合格, 设备恢复安装, 投入正常运行。

放电现象原因分析:中压引线绝缘材料包覆工艺不良, 厂家在制造组装的过程中, 可能损伤到了中压引线外绝缘。在正常工作的情况下, 13k V是电磁单元中压引线的电压, 因为其绝缘受损, 并经几年运行, 其绝缘更有老化可能, 运行过程中其与金属部位达到放电距离时就会发生放电现象, 并发出异声。交接和常规预防性试验是无法有效发现故障的。

3 结语

气相色谱分析法可根据变压器内部析出的气体含量, 分析变压器潜伏性故障, 特别是对过热性、电弧性和绝缘破坏性故障等都能有很好的反映。近些年, 通过此法已发现了很多隐患。目前该方法已被正式列为变压器交接和预防性试验项目。

通过上文的叙述分析, 变压器油色谱分析法在实际的工作中同样适用于电容式电压互感器故障分析, 特别是怀疑有潜伏性缺陷存在于电容式电压互感器电磁单元的内部, 色谱分析法具有一定的优势, 对及时、正确发现缺陷、解决故障、保障电网安全意义重大。

摘要：变压器油是一种矿物油, 它是从石油中分离出来的, 矿物绝缘油和石油中的固体有机绝缘材料组成了变压器油的绝缘成份。如果电容式电压互感器内部出现局部过热、局部电晕放电和电弧, 都会引起变压器油和固体绝缘的裂解, 从而产生气体。那么只需要对变压器油进行定期测量, 就可以分析电容式电压互感器潜伏性故障。本文简要分析了变压器油色谱分析技术在电容式电压互感器故障分析中的运用, 希望可以提供一些有价值的参考意见。

关键词：变压器油,色谱分析技术,电容式电压互感器

参考文献

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