反谐振点论文范文

反谐振点论文范文（精选5篇）

反谐振点论文 第1篇

参考文献[6]详细描述了单个电容寄生参数与特性阻抗之间的关系;参考文献[7-8]从等效电路角度计算出了ZPDN尖峰的频率位置;参考文献[9]将PDN等效为微波网络计算出了ZPDN尖峰的频率位置;上述文献中, 仅给出了寄生参数变化对反谐振点的影响的仿真图形, 并没有给出相应数学模型。

本文主要在参考文献[6, 8]的基础上, 推导并验证了并联电容特性阻抗反谐振点与电容寄生参数的数学模型, 即合理选取最佳去耦电容来尽可能压低反谐振点的阻抗, 然后在Cadence开发环境中实施了该方法, 从而在选取去耦电容器这一环节上给出了重要的理论参考。

1 电容特性阻抗分析

图1为并联电容的等效电路模型[7], 阻抗为:

式中, Z1、R1、L1、C1分别表示低频电容的特性阻抗、寄生电阻值、寄生电感值、电容值, Z2、R2、L2、C2分别表示高频电容的特性阻抗、寄生电阻值、寄生电感值、电容值, C1>C2, Z表示Z1与Z2并联后的特性阻抗。取C1=10 n F、R1=0.01Ω、L1=1 115 p H, C2=1 n F、R2=0.03Ω、L2=1 115 p H, 并联后的特性阻抗曲线如图2所示。

从图2中可以看出Z1与Z2并联后, 其特性阻抗曲线会出现极大值点, 该点称为反谐振点。

反谐振点与寄生参数的数学模型推导过程如下:

将式 (1) 、式 (2) 代入式 (3) , 得:

令s=jω=j2πf代入式 (4) 得:

当式 (5) 等于零时可求得根, 即式 (4) 的极值:

f极即为式 (4) 的极大值解, 即:

2 模型应用

2.1 数学模型在电容选取流程中的应用

低频电容选取时一般会选取大容值的电解电容 (100μF等) , 所以在选取电容组时, 主要关心的是高频电容C2的选取, 高频电容选取流程如下:

(1) 根据板卡工作频率确定C2的容值和自振频频率范围 (fmax, fmin) ;

(2) 将C2、fmax和C2、fmin代入式 (2) , 求出Lmin和Lmax;

(3) 将ZP、C2、fmax、Lmin和ZP、C2、fmin、Lmax代入式 (4) , 求出R2min′和R2min″。

2.2 高频电容的确定

板卡的采样率为100 MS/s, 最高达150 MS/s, SRAM的读写速度是100 MHz。

选取测试的电容组合为6728封装、100μF的电解电容 (R1=0.03Ω、L1=325 p H、自谐振频率0.882 83 MHz) 和0603封装、0.1μF的陶瓷电容 (自谐振频率范围 (20 MHz, 30 MHz) ) , 数量均为一个, 其L2范围确定见表1。

当L2=281.45×10-12H、R2=0.01Ω时, Z反=0.050 9Ω;当L2=633.26×10-12H、R2=0.01Ω时, Z反=0.034 9Ω, 也就是说当R2>0.01Ω时, 已经满足了要求。

最后, 从电容库中确定C2的参数 (C2=0.1μF、R2=0.01Ω、L2=425 p H、自谐振频率24.413 3 MHz) 。

本文从并联电容的等效电路模型出发, 推导出电容参数与反谐振点频率、反谐振点幅度的数学模型, 然后将此模型应用到基于目标阻抗的设计中。通过简单计算, 验证了电容组选取的合理性。此方法简单直观, 为高速电路设计人员在选择去耦电容时提供了有价值的参考。

参考文献

[1]POPOVICH M, FRIEDMAN E G, SOTMAN M, et al.Onchip power distribution grids with multiple supply voltages for high-performance integrated circuits[J].IEEE Transactions on Very Large Scale Integration (VLSI) Systems, 2008, 7 (16) :908-921.

[2]SMITH L D, ANDERSON R E, FOREHAND D W, et al.Power distribution system design methodology and capacitor selection for modern CMOS technology[J].IEEE Transactions on Adcanced Packaging, 1999, 3 (22) :284-291.

[3]CHARANIA T, OPAL A, SACHDEV M.Analysis and design of on-chip decoupling capacitors[J].IEEE Transactions on Very Large Scale Integration (VLSI) Systems, 2012:1-11.

[4]JIAO D, KIM J H, He Jianqi.Efficient full-wave characterization of discrete high-density multiterminal decoupling capacitors for high-speed digital systems[J].IEEE Transactions on Adcanced Packaging, 2008, 31 (1) :154-162.

[5]Gu Jie, HARJANI R, KIM C H.Design and implementation of active decoupling capacitor circuits for power supply regulation in digital ICS[J].IEEE Transactions on Very Large Scale Integration (VLSI) Systems, 2009, 17 (2) :292-301.

[6]NOVAK I, NOUJEIM L M, CYR V S, et al.Distributed matched bypassing for board-level power distribution networks[J].IEEE Transactions on Adcanced Packaging, 2002, 2 (25) :230-243.

[7]POPOVICH M, FRIEDMAN E G.Decoupling capacitors for multi-voltage power distribution systems[J].IEEE Transactions on Very Large Scale Integration (VLSI) Systems, 2006, 14 (3) :217-228.

[8]KIM J, SHRIGARPURE K, Fan Jun, et al.Equivalent circuit model for power bus design in multi-layer PCBs with via arrays[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2011, 21 (2) :62-64.

浅谈反窃电工作的几点方法 第2篇

电能是国民经济的重要能源，同时又是商品。对于窃电现象，它不仅影响正常健康的供用电秩序，还给供电企业造成了严重的经济损失。近年来，随着社会经济的发展，用电量的不断增加，个别用户受利益驱动，不择手段地窃取电能。为此，临河供电局精心组织，多措并举，狠抓落实，在局领导的统一指挥下，取得了显著成效，有力的维护了正常的供用电秩序，保障了企业顺利发展。以下，为临河供电局近两年来打击窃电行为的几种措施。

一、加大宣传力度，营造良好的依法用电环境是反窃电工作的有效手段

反窃电工作是一项社会系统工程，需要全社会的共同努力。近年来，我局通过报纸、电视等新闻媒体，利用参加社会活动，散发传单、解答用户提问及在电费通知单上印制用电常识等方法，广泛深入地开展了《电力法》、《电力设施保护条例》、《供电营业规则》及《电力供应与使用条例》等法律法规的宣传教育工作，大力宣传电是商品，窃电违法。使广大人民群众学法、知法、会用法，也使用户对窃电所产生的后果有足够的认识，在社会上形成依法用电的良好风气。

1、我局通过与新闻媒体的合作，在广播、电视“百姓栏目”中大力宣传窃电行为的危害性记及发现窃电行为后的各项处罚决定。与公安局合作录制了窃电行为查处处罚短片，对典型案例公开曝光，扩大社会影响，使更多的人明白“窃电就是盗窃”、“窃电违法”等法律知识。

2、开展集中宣传活动。积极组织参与社区、公共场所的宣传活动，通过散发传单、张贴标语、出动流动宣传车等多种形式，有重点、有目的、有针对性的进行专项宣传教育。

3、制定了完善的违章窃电举报奖励办法，并设立举报电话，通过各种形式大力宣传该办法，有效的遏制了违章窃电行为的发生，保证了全局的经济效益。

二、加大查处力度，全力维护良好的供用电秩序是反窃电工作的重要措施

我局一直十分重视用电营业普查工作，局长、主管副局长经常督促检查此项工作，并多次带队组织开展用电营业打普查。对检查出来的问题，进行认真分析并采取相应的有效措施，对所查出的窃电用户采取全部将其电表箱移至户外或强制安装防窃电电能表。针对一些用户的用电特点及变台线损高的台区，由局领导带队，在节假日或夜间对沿街的商业门市、娱乐场所、饭店等小动力用户进行不定期检查及突击检查。由于一些用户对供电企业的抄表周期非常熟悉，也摸透了供电企业查电人员的工作规律，为防止用户利用打时间差来进行窃电，我局经常开展抄表过后的营业反普查工作。通过经常性不同规模的突击检查、夜间普查及反普查工作，有效地遏制了窃电违法行为。此外，我局还经常组织一些有针对性的专项检查。2007年，图克供用电管理所连续几月，10kv线损居高不下，在2008年初，由分管副局长石军带队，抽调局内专业技术人员，对该线路的所有用户进行全面拉网式检查。结果，在检查中发现多处漏计电量现象及查处一专变用户窃电。

三、加大领导力度，加强内部联动，积极应用新技术是反窃电工作的有力保证

随着科技的进步，各类窃电案件出现了新情况、新问题，在窃电手段上多样化，在窃电过程上更隐蔽，在切点后果上危害大。对此，临河供电局领导高度重视，采取积极措施，保证了反窃电工作的有力进行。

1、充分发挥计量职能。成立计量班，对于用户表计，严格轮换轮校制度。对于季节性用户重点检查。监测10kv线损，发现异动及时检查。2008年五月，发现临供南路站某线线损一直居高不下，计量班对该线用户进行重点排查，发现该线路一水泥生产厂ct变比不对，为临河供电局挽回了经济损失。

2、加强用电稽查。各有关部室明确分工，落实责任，扎实有效的开展工作。审核、稽查互动，各供电所密切配合通力协作，有目的、有针对性的进行用电检查。

反谐振点论文 第3篇

开关电源凭借其体积小、重量轻、效率高、性能稳定等优势,迅速取代了线性电源,在电子设备中得到了广泛的应用[1]。近年来,为了实现更高的效率和更小的体积,开关电源的工作频率有了很大的提高。然而,随着工作频率的不断上升,开关频率所产生的开关损耗成为制约开关电源转换效率的一个重要瓶颈。特别地,随着负载的不断降低,系统的工作效率出现显著的下降[2],这与节能减耗的性能要求不相匹配。

为了保持电源效率,新一代的开关电源对开关损耗提出了更高要求,多模式控制策略逐渐成为开关电源控制器发展的一个趋势[3,4]。在轻载条件下,通过降低工作频率来实现降低开关损耗的目的,从而保持开关电源的高效率。

本研究基于多模式控制策略,对反激式DC-DC变换器的工作原理进行研究,设计一种多模式准谐振反激式开关电源控制器。

1 系统设计与实现

1.1 系统原理和芯片结构

多模式准谐振反激式开关电源控制芯片的系统构成如图1所示。

从图1中可以看出,控制芯片主要由以下4个部分组成:

(1) 电流模式控制环路:主要由误差放大器、负载检测模块、电流比较器和控制模块组成;

(2) 保护模块:主要由线过压比较器、负载过压比较器和欠压锁定功能模块组成;

(3) 芯片供电:包括欠压锁定模块(UVLO),用于给模拟模块供电的REG模块,用于给数字模块供电的VDD_AD模块,以及判定REF电压是否完好的REF_OK模块;

(4) 谷底检测模块:包括电压/电流转换模块、采样模块、迟滞比较器模块。

1.2 单端反激式变换器的工作原理

系统原理图如图2所示。变压器起隔离、传递和储存能量的作用,即在开关管M1开通时NP储存能量,关断时NP向NS释放能量。在输出端要加由电感器LO和两电容(CO)组成一个低通滤波器,变压器初级需有C1、R1和D1组成的RCD漏感尖峰吸收电路。输出回路需有一个整流二极管D。由于其变压器使用有气隙的磁芯,故其铜损较大,变压器温度相对较高。并且其输出的纹波电压比较大。但其优点就是电路结构简单,适用于200 W以下的电源且多路输出交调特性相对较好[5]。

第1阶段:开关管导通,原边的励磁电感开始充电,由于电感耦合的作用,此时整流管D阳极的电压为负,D关断,输出电压由电容C来维持;

第2阶段:开关管断开,此时原边的能量耦合到副边(如果没有漏感则全部耦合),副边线圈的电势反向,D开通,电容C充电,此时输出电压由副边线圈来提供;

第3阶段:副边线圈泻磁完毕,由励磁电感和开关管漏源两端的寄生电容组成谐振回路,此时D断开,输出电压由电容C来维持。

1.3 频率回扫控制模式原理

中载情况下,系统工作在频率回扫模式。在此模式下,比较器的峰值电流固定,不受反馈电压的影响。每个周期中,MOS管的导通时间固定,通过改变开关频率来调节输出电压,如图3所示。FB反馈电压控制内部振荡器的工作频率,当FB从2 V下降到1.4 V时,工作频率从130 kHz下降到40 kHz。

在频率回扫模式下,系统进行谷底检测。此时,峰值电流恒定,励磁和去磁阶段的时间不变,谷底信号出现的频率恒定。为降低工作频率,本研究为内部振荡器的定时电容设置了更高的门限电压。仅当电容电压超过该门限值输出跳变信号后,在出现第1个谷底信号时导通MOS管。由于谐振频率远大于开关频率,可以忽略跳变信号出现到谷底信号出现的时间。

1.4 脉冲模式原理

在小于10%全负载的情况下,控制器工作在脉冲模式。控制原理为迟滞控制,系统间歇性的工作,由一个上下限分别为0.5 V与0.7 V的迟滞比较器实现。设定系统工作频率为40 kHz,峰值电流依然保持恒定。在开关工作时,电感的平均电流值大于负载电流值,多余的电流给输出级的大电容充电,使输出电压升高,反馈电压FB下降。当FB电压下降至0.5 V时,比较器输出信号翻转,控制器停止工作,系统进入休眠模式。在休眠模式下,负载电流由输出端的大电容续流,输出电压降低,FB增大。当FB回升至0.7 V时,控制逻辑重新开启休眠的模块,控制器开始工作。

脉冲模式控制系统在空载的时候进入休眠模式,从而减小了开关损耗,提高了系统转换效率。反之,如果继续使用频率回扫模式,系统工作频率会继续降低并进入到音频噪声的范围,采用脉冲模式将会有效地避免音频噪声的出现。

1.5 模式切换原理

控制器要求在不同的线电压和负载情况下采用不同的工作模式。因为负载会影响输出电压的大小,而FB信号与输出电压成正比,因此不同的FB电压值反映了不同的负载情况。通过FB引脚电压,控制器可以判断负载的情况,选择所需的工作模式。

2 主要电路模块设计

2.1 欠压锁定模块设计

系统的引脚VDD输入的是系统供电电压。首先需要判断供电电压是否符合要求,即欠压锁定的功能。只有当输入电压处于所要求的电压范围内芯片才能正式开始工作。整个欠压锁定的电路如图5所示(其中UVLO为欠压锁定信号,高电位表示欠压锁定,低电位时说明电源供电符合要求)。

整个电路的工作原理如下:随着供电电压升高,首先产生V1的电压和PTAT电流源。这个时候,V2电压还没有产生,因此V3为高电位,V5为低电位。当电流产生完毕后,V2的电位变成低电位。稳定时的V2电位被设计成1 V,作为比较器A2的输入,与VDD的分压信号进行比较。由于V2稳定值大于V1的电压,因此V3的电位变成低电位。此时V5的电压等于VDD的分压值,并被输入比较器A2的另一输入端。这样的设计保证了只有当V2的电压稳定后,才开始与VDD分压值进行比较。

根据系统的要求,本研究电源电压VDD在大于13 V时开始工作,并且当小于8 V时停止工作,这一功能由迟滞比较器来实现;通过VDD调整分压比例来实现迟滞功能。如图5所示,刚上电时,V5小于V2,UVLO信号为高电位,因此N1导通,V5的电压值为:

$V{}_5=\frac{R{}_3}{R{}_1+R{}_2+R{}_3}VDD(1)$

当V5的电压值大于V2后,UVLO信号为低电位,因此N1关闭。此后,V5的电压值符合:

$V{}_5=\frac{R{}_3+R{}_4}{R{}_1+R{}_2+R{}_3+R{}_4}VDD(2)$

由此可以看出通过调整这些电阻的比例就可以实现欠压锁定所需要的迟滞比较功能。

2.2 REF电压判断电路

本研究设计了REF判断电路,如图6所示(采用2个比较器和1个RS触发器来实现迟滞比较功能)。从REF电压分压得到的值与基准值进行比较,从而判断是否正常。

REFOK1和REFOK2是上一级REF电压产生电路中通过电阻分压器REF得到的分压值。它们分别满足:

$REF{\rm O}{\rm K}1=\frac{R{}_4+R{}_5}{R{}_1+R{}_2+R{}_3+R{}_4+R{}_5}VREF(3)$

$REF{\rm O}{\rm K}2=\frac{R{}_3+R{}_4+R{}_5}{R{}_1+R{}_2+R{}_3+R{}_4+R{}_5}VREF(4)$

设置电阻值可以得到REF电压的两个不同比例分压,其中REFOK2大于REFOK1,这两个值同时与1 V的偏置电压进行比较。需要注意的是这个1 V电压基准如图5所示,它在UVLO判断时就已经产生,在时序上比REF电压产生的早,因此可以用来与REF电压的分压进行比较。

电路的迟滞比较功能实现如下:首先假设刚开始REF5 V电压偏低,REFOK1和REFOK2信号都小于1 V,REF_OK信号为高位。随着REF电压增大,当REFOK2大于1 V,但REFOK1信号仍然小于1 V时,由于触发的作用,输出REFOK仍然为高电位。当REF继续增大,REFOK1大于1 V后,REF_OK变成低电位。反之相似,当REF_OK初始为低电位,只有REFOK2小于1 V后输出REF_OK才变成高电位[6]。因此,上升跳变电压为:

$VREF=\frac{R{}_1+R{}_2+R{}_3+R{}_4+R{}_5}{R{}_4+R{}_5}(5)$

下降跳变电位为:

$VREF=\frac{R{}_1+R{}_2+R{}_3+R{}_4+R{}_5}{R{}_3+R{}_4+R{}_5}(6)$

2.3 电流比较器设计

电流比较器是实现电流模式控制的最重要的电路模块,其原理如图7所示。

主要的比较结构是右侧的差分级[7]。L_PEAK经过分压之后的信号通过电平移位得到COM2信号,1.2 V电压通过电平移位得到COM1信号。得到的这两个信号加到比较器的差分右侧支路上,通过该支路可得到COM1与COM2的较小值,并进一步与CS的电平移位信号进行比较。其实质是L_PEAK经过分压之后与1.2 V比较得到其中的较小值,进一步与CS进行比较。当CS电压大于这个较小值时,COMP_OUT跳变为高电位。这样,电流的峰值就可受到限制,防止出现过功率现象。

3 系统仿真结果与分析

本研究采用BCD150 μm工艺进行电路设计,系统仿真采用Cadence的Spectre S工具。系统供电电压设置为VDD=21 V,开关电源的输入电压Vin=250 V,开关电源输出电压Vout=19.6 V,重载时负载电流为6.5 A,中载时负载电流为6.5 A,轻载时负载电流为1.96 A,可得到下文的仿真结果。

系统工作在准谐振工作模式的仿真结果如图8示。从波形上可以看出FB为2.4 V左右,对应系统工作在准谐振模式,当MOS的漏端电压出现谷底时MOS开始导通。

从仿真结果可以看出,MOS管在第一个谷底出现时导通,因此系统的工作频率与谷底出现频率相同,为50.8 kHz。整个波形与预期的信号波形一致,证明本研究设计的电路符合系统的规划。

系统工作在频率回扫模式时的仿真结果如图9所示。从仿真结果可以看出,FB在1.7 V上下波动,系统工作在频率回扫模式。在这种模式下系统的振荡频率由FB决定,频率为68 kHz。因为FB电压受输出电压上周期性纹波影响,因此振荡频率存在周期性变化,仿真结果符合预期。

系统工作在脉冲模式时的仿真结果如图10所示,负载电流为1.96 A。从仿真结果可以看出当FB大于0.7 V时,系统在40 Hz的固定频率下开始正常工作;当FB小于0.5 V时,系统进入休眠状态。

系统在各个模式下的转换效率曲线如图11所示,可以看出控制器从空载到满载,转换效率均保持在70%以上,良好的实现了预期的性能要求。

4 结束语

本研究提出了一种多模式准谐振反激式开关电源控制器的设计,分析了多模式控制策略的工作原理,并给出了主要电路模块的设计方案。最后,对系统进行了功能性验证,取得了预期的仿真结果。

参考文献

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[6]ALLEN P E.CMOS模拟集成电路设计[M].2版.北京:电子工业出版社,2005.

反谐振点论文 第4篇

一、存在的问题

1、本外币业务的法规要求不一致。《金融机构大额和可疑外汇资金交易报告管理办法》第四条第二款规定，必须有客户的职业、经济收入、家庭状况等信息，而《人民币大额可疑支付交易报告管理办法》则对此没有明确的规定。业务经办人员在为客户开立多币别帐户时，只看客户开户时首次存入的币别，如开户时存入人民币即按《人民币大额可疑支付交易报告管理办法》规定处理，即使以后该帐户发生外币存取业务，也没有按《金融机构大额和可疑外汇资金交易报告管理办法》规定对客户进行尽职调查，使反洗钱尽职调查的质量大打折扣。

2、宣传、培训力度不够。对《金融机构大额和可疑外汇资金交易报告管理办法》和《人民币大额可疑支付交易报告管理办法》的宣传、培训力度较小；部分临柜人员对反洗钱工作认识不到位，部分管理人员对反洗钱客户尽职调查工作敷衍了事，缺乏工作主动性；同时，对客户的宣传不够，很多客户对反洗钱的重要性认识不足，不客户尽职调查不理解，部分客户甚至刁难，使客户尽职调查工作难以达到要求。

3、客户信息来源渠道少，难以有效核实其真实性。当前，社会企业（公众）信息系统及公布制度尚未建立。银行只能在柜台办理业务时想客户了解，但这种方式效果不尽人意。一是客户往往以属于公司秘密和个人隐私为由拒绝透露或提供相关信息；二是客户愿意提供，但无法核实。

4、有效证明文件较多，识别难度较大。目前我国的有效身份证件主要包括：居民身份证、临时身份证、户口簿、护照、军人及武装警察身份证件、港澳及台湾居民往来大陆通行证等。柜面人员在缺少有效识别手段的前提下，对于如此多的有效身份证件，很难识别其真伪，因此难以确保客户尽职调查中对客户身份的真实性、合法性。

FC滤波器组谐振点调试方法及设备 第5篇

随着科技的发展,以电力电子装置为首的非线性负载被广泛应用,这使电能质量日益恶化。为了确保电网的供电可靠,满足用电设备对电能质量的要求,静止无功补偿装置(SVC)及FC滤波器在工程中得到了广泛应用。FC滤波器谐振点的正确定位是FC滤波器及电力系统正常运行的关键。如果FC滤波器谐振点调得不合适,轻者,FC滤波器不能有效滤除电力系统中的谐波;重者,FC滤波器与系统会发生谐振,导致电网灾难性后果。

1 纯调谐FC滤波器组谐振点的调试方法

由于FC滤波器在设计上要避免与系统发生谐振,因此其谐振点总是与系统频率有一定频偏,这影响了滤波效果,但即便如此,FC滤波器仍有与系统发生谐振的可能。APF能够对谐波进行理想的补偿,但由于APF成本太高,因此总是通过与FC混合使用,使性能和成本兼顾。APF型静止无功补偿系统即是采用该方式,其原理图如图1所示。其工作原理是把5、7、11次固定滤波器设计在整数次谐振点,采用APF控制滤除系统的谐波,抑制FC与系统间的谐振,从而完全滤除系统中的谐波。

该系统中,FC工作在纯调谐状态。纯调谐点的调试只要1台电流源型的谐波发生器即可。继电保护测试设备中一般都带有可以输出1至25次标准的整数次谐波电流源,利用这一设备,纯调谐点的调试非常方便。纯调谐点调试原理接线图如图2所示,电压表用于测量滤波器组两端的电压。

滤波器组两端的电压为:

从式(1)可看出,在谐波电流Ie不变的情况下,当ωL=1/ωC时,FC两端的电压降最低,理论上为0。

根据这一特性,调试3次谐波的谐振点,在3次滤波器组中施加5A的3次纯谐波恒电流,调整电感量(工程中电感都是±5%可调的,而电容不可调),当电压表指示最低时,该点就是3次滤波器组纯谐振点所需要的电感。在电感上固定该点就完成了纯调谐点的调试。

按照上述方法,可以分别完成5次、7次等滤波器组纯调谐点的调试。

2 偏谐振点的调试方法

APF型纯调谐滤波器组,由于造价较高、系统复杂等原因,限制了其在工程中的应用。工程中滤波器组均设计为偏调谐的FC,没有APF。

图2中纯调谐点的谐振源是继电保护测试设备。由于继电保护测试设备输出的均是整数次谐波电流,因此用于偏谐振的滤波器调试显然不行。如果把继电保护测试仪改为具有恒流源性质且谐波频率连续可调的谐波源,那么问题便可得以解决。图3是偏调谐谐振点调试原理接线图。

偏调谐谐振点的调试试方法与纯调谐谐振点的调试方法完全相同。

3 频率可调的恒流谐波源设计

目前,市场上没有频率可调的恒流源谐波发生器。对于偏调谐的滤波器组,工程中主要是通过测量电感、电容的值计算谐振点,这样不仅不能提高效率,而且由于测量的误差,造成滤波器组实际的谐振点也不准确。为此,我们采用单片机技术设计了频率连续可调、恒流源性质的正弦波发生器,彻底解决了这一问题。

3.1 仪器组成

可调恒流源谐波发生器组成框图如图4所示。

3.2 工作原理

触摸屏与单片机组成了人机对话控制系统。通过触摸屏向单片机设置给定的频率信号,单片机按照设置的频率值输出该频率的方波信号,经可调方波转正弦波电路转换为正弦波信号,再经恒流变换电路转换为恒流限幅的正弦波信号输出。经过恒流变换后的信号就是频率连续可调的谐波信号源。

由于采用了恒流限幅的措施,确保了信号发生器的安全。如果信号负载较轻,信号输出电流不会大于给定值(恒流5A),信号电压也不会大于设计的限幅值(10V)。如果信号负载较大,根据式(1)可知,谐振时电感阻抗与电容阻抗刚好相等,相互抵消,FC两端的压降为0,此时信号发生器会限流。如果信号不采取限流措施,那么信号发生器过载时,可能损坏信号发生器。

该设备的成功研制很好地解决了纯调谐和偏调谐滤波器组现场谐振点的调整问题,极大地提高了工程调试效率,确保了工程设计质量。

参考文献

[1]王兆安,扬君,刘进军,等.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,1998