隔离型模块电源（精选8篇）
隔离型模块电源 第1篇
关键词：海上直流风电场,直流/直流变换器,高压直流输电,控制系统
0 引言
近年来,海上风电场获得了迅猛发展,其装机容量也不断增大[1]。然而,海上风电场的电能汇集及并网系统并没有取得相应的进步,目前,所有已投运的海上风电场均采用中压交流电网汇集电能,再通过高压交流输电线路或高压直流输电线路并网[2,3]。
对于离岸距离超过50km的海上风电场,采用高压直流系统并网是目前唯一可行的方案。然而,传统海上风电场的电能汇集及并网系统需要使用笨重且体积庞大的工频交流变压器来进行升压,随着风电场装机容量的不断增大,用于安装变压器和换流站的海上平台的建设费用迅速增加,在海上运输、安装这些设备也变得越来越困难[4]。在此背景下,兼具低成本、高效率、高功率密度等诸多优势的海上直流风电场引起了各国学者的广泛关注[5,6]。
一些文献对海上直流风电场中最为关键的设备———DC/DC变换器进行了研究[6,7]。文献[8,9]对硬开关型全桥变换器、移相控制全桥变换器、单有源桥式变换器、双有源桥式变换器、串联谐振变换器、并联谐振变换器、LCC串并联谐振变换器等常见的DC/DC变换器进行了研究,其结果表明,在这几种DC/DC变换器中,移相控制全桥变换器和LCC串并联谐振变换器的损耗最低。此类常见的DC/DC变换器应用于实际的海上直流风电场时,需要串并联大量的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)器件以满足系统的容量和耐压需求,串并联IGBT器件间的均压和均流问题是限制此类拓扑在实际系统中应用的主要原因。文献[10,11,12]提出了一类基于晶闸管的高增益谐振变换器,此类变换器的主要问题在于其低压侧和高压侧之间不存在电流隔离。文献[13,14,15]提出了一类开关电容谐振变换器,该变换器不仅可以实现IGBT器件的软开关,而且可以达到很高的直流电压增益。然而,此类拓扑使用了过多的无源器件且结构复杂,限制了其在实际系统中的应用。文献[16,17]研究了一种模块化多电平DC/DC变换器,其结果表明,在电压增益较高时,该变换器会因其内部环流过大而导致效率降低,因此,该变换器并不适用于海上直流风电场。
由于单个DC/DC变换器在容量和耐压方面存在一定的局限性,模块化结构成为DC/DC变换器在高压大容量场合下应用的一种很好的选择。文献[18]和文献[19]分别对两种模块化DC/DC变换器进行了研究,这两种变换器分别采用Boost电路和双有源桥式变换器作为其子模块。Boost电路的低压侧和高压侧之间不存在电流隔离,因而可靠性较差。双有源桥式变换器可以实现电流隔离,但在实际的海上风电场中,大多数时间内电能为单向传输,采用双有源桥式变换器必然会增加系统的投资并造成不必要的损耗。
到目前为止,国内外针对模块化DC/DC变换器的研究已有很多。然而,对于其子模块拓扑结构的选择,并没有一个系统而深入的研究。本文借鉴文献[8,9,20]中的分析,初步选定了三种适合作为子模块拓扑的DC/DC变换器。随后,对这三种DC/DC变换器进行了详细的参数设计和对比分析,最终选定LLC串并联谐振变换器作为模块化DC/DC变换器的子模块拓扑。在此基础上,设计了一种基于模块化隔离型DC/DC变换器(MIDC)的新型海上直流风电场并网方案。设计了一套由一个上层控制器和若干下层控制器组成的双层控制系统,在控制MIDC子模块间的均压和均流的同时,实现了对风力发电机输出功率的最大功率跟踪(MPPT)。最后,在PSCAD中搭建了一个由160个子模块组成的MIDC系统,对所设计的新型海上直流风电场并网方案的可行性和所设计的MIDC控制系统的有效性进行了验证。
1 系统结构
如图1所示,基于MIDC的海上直流风电场由若干风力发电单元、一条高压直流输电线路和一个岸上逆变器组成。
在本文所研究的范例中,共包括10个风力发电单元,其中每个风力发电单元包括5台8 MW的永磁直驱风力发电机(PMSG)和一个MIDC。在风力发电单元内部,双三相PMSG通过其对应的双桥十二脉波不控整流换流器(DBC)连接到中压直流母线,再通过MIDC升压至400kV以进行电能的远距离传输。双三相PMSG和二极管DBC的使用,不仅降低了系统成本、提高了效率,也有效地减小了DBC注入中压直流母线的谐波含量。MIDC共包括160个子模块,这些子模块等分为20个子模块组,子模块组的输入侧并联,输出侧串联,在子模块组内部,子模块的输入侧和输出侧均为串联。由于PMSG通过DBC连接到中压直流母线,所以无法实现单个PMSG的MPPT。然而,在一个实际的海上风电场中,同一个风力发电单元内的PMSG相距很近,因此,它们所处位置的风速差异一般很小,PMSG的MPPT可以由MIDC按照PMSG的平均转速进行控制。
与传统的海上风电场相比,基于MIDC的海上直流风电场并网方案的优势主要体现在以下几个方面。
1)无须使用笨重且体积庞大的工频交流变压器,MIDC体积小、重量轻、具有模块化的结构,便于在海上进行运输和安装。此外,由于MIDC的体积很小,不需要为其建设专门的海上平台,可将其安装在风电机组的海上平台上,整个系统的基建投资可以大幅减少。
2)MIDC具有模块化系统的典型优势,如可靠性高、容易实现冗余、易于设计和安装等。此外,由于单个子模块无须承受很高的电压,1.7kV甚至更低耐压的IGBT可以应用于子模块内,耐压要求的降低意味着IGBT可以工作于更高的开关频率,因此,子模块内部的中频变压器的体积和重量可以进一步降低。
3)在风力发电单元内部,MIDC与其发电单元内的PMSG间的距离很短,因此,与传统的海上风电场相比,电能汇集过程中的损耗会大大减小。
4)如图1所示,本文中的系统将整个海上风电场划分为若干个风力发电单元,便于大型海上风电场的分期建设、分期投运,可以取得更好经济效益。
2 子模块拓扑选择
子模块的拓扑结构对MIDC的经济性、效率和可靠性具有决定性的影响,应满足如下要求。
1)在海上风电场的大多数运行时间内,电能为单向传输,从经济性的角度考虑,单向DC/DC变换器对海上风电场来说是更好的选择。
2)为保证整个系统的安全可靠运行,DC/DC变换器最好能够实现其低压侧与高压侧的电流隔离,因此子模块最好采用基于中频变压器的DC/DC变换器。
3)由于PMSG通过DBC连接至中压直流母线,MIDC的输入侧电压随着PMSG机端电压的变化而不断变化,因此,子模块必须具备宽输入电压的特性。
为选出合适的MIDC子模块拓扑,本节对三种基于中频变压器的DC/DC变换器进行了详细的参数设计和对比分析。
2.1 三种DC/DC变换器的参数设计
由文献[8,9]可知,移相控制全桥变换器和工作于电流断续模式的LCC谐振变换器在几种常见的DC/DC变换器中损耗最低。因此,这两种拓扑和近年来提出的LLC谐振变换器被纳入MIDC子模块拓扑的考虑范围内。在本文中,LLC谐振变换器工作于电流连续模式,三种DC/DC变换器的电路原理图见附录A图A1。基于文献[21,22]的方法,结合海上直流风电场中的实际情况,分别对三种DC/DC变换器主电路及其相应的中频变压器的参数进行了设计,其中,主电路参数见附录A表A1,相应的中频变压器的参数如表1所示。中频变压器磁芯均由两个C型磁芯组成并采用METGLAS 2705M作为磁芯材料。
2.2 三种DC/DC变换器的对比分析
为选择合适的MIDC子模块拓扑,对三种DC/DC变换器的元件应力、元件数量和效率进行了对比分析。基于2.1节中所设计的参数,在PSCAD/EMTDC中搭建了仿真模型,由仿真结果得到的三种DC/DC变换器的元器应力情况如表2所示。
根据表2数据,三种DC/DC变换器的IGBT模块分别采用Infineon FZ1200R17HE4(额定电压1.7kV、额定电流1.2kA),FZ2400R17HE4_B9(额定电压1.7kV、额定电流2.4kA)和FF450R17ME4(额定电压1.7kV、额定电流0.45kA),三种DC/DC变换器的整流侧二极管均采用Infineon DZ800S17K3(额定电压1.7kV、额定电流0.8kA)。为满足整流侧二极管的耐压要求,移相控制全桥变换器需10个DZ800S17K3串联,LCC谐振变换器和LLC谐振变换器需三个DZ800S17K3串联,移相控制全桥变换器、LCC谐振变换器、LLC谐振变换器所需的IGBT模块数量分别为4,4,4个,所需的整流二极管数量分别为40,12,12个。
为了研究三种DC/DC变换器的损耗情况,在PLECS软件中搭建了仿真模型,得到了不同工况下三种DC/DC变换器的开关器件损耗和变压器绕组损耗,变压器的磁芯损耗通过计算获得,三种DC/DC变换器中各类损耗所占的百分比及其效率见附录A图A2和附录A图A3。
移相控制全桥变换器具有恒定的工作频率,因此其变压器的设计较其余两种拓扑更为容易。如表1所示,在三种DC/DC变换器中,移相控制全桥变换器的中频变压器具有最小的体积和面积乘积。然而,该拓扑的输出滤波电路中需要一个大的滤波电感,这在一定程度上增加了整个变换器的体积和重量。此外,该拓扑的IGBT模块峰值电流和整流二极管的峰值电压都比较大,导致其开关器件投资较高。更为重要的是,由文献[21]的分析可知,此种拓扑工作于海上直流风电场时,无法实现其滞后桥臂的软开关,如附录A图A2(a)所示,移相控制全桥变换器的开关器件的损耗很高。
LCC谐振变换器工作于电流断续模式,其IGBT模块可以实现软开关且其整流二极管不存在反向恢复损耗,因此该拓扑开关器件的开关损耗很小。然而,由于工作于电流断续模式,其谐振回路的谐振电流很大,开关器件的导通损耗和变压器的绕组损耗也随之增大,如附录A图A2(b)所示,其整体的开关器件损耗并不低且其变压器的绕组损耗较大。此外,由表2可知,该拓扑的IGBT模块峰值电流是三种拓扑中最高的,因此,其开关器件的投资在三种拓扑中也是最高的。更为重要的是,由表1可知,LCC谐振变换器的变压器磁芯体积和面积乘积远大于其他两种拓扑,这会导致整个MIDC体积和重量的增加。综上可知,工作于电流断续模式的LCC谐振变换器并不适合作为MIDC子模块的拓扑。
LLC谐振变换器工作于电流连续模式,相比于LCC谐振变换器,其谐振电流的幅值较低,该拓扑的IGBT模块电流峰值和有效值明显低于另外两种拓扑,因此其开关器件的投资较低。如附录A表A1所示,该拓扑和LCC谐振变换器均采用脉冲频率调制,但此拓扑工作频率的变化范围远小于LCC谐振变换器。LLC谐振变换器变压器的体积略大于移相控制全桥变换器,但前者的输出滤波电路不需要大的滤波电感,因此其整体的体积和重量并不会比移相控制全桥变换器大。而且,由附录A图A2和附录A图A3可知,在大部分运行范围内,LLC谐振变换器的效率明显高于另外两种拓扑。因此,与移相控制全桥变换器和LCC谐振变换器相比,LLC谐振变换器在元器件投资、元器件数量、体积、损耗等方面均具有比较明显的优势,故本文将LLC谐振变换器作为MIDC子模块的拓扑。
3 控制系统设计
海上直流风电场正常运行时,MIDC要实现以下控制目标。
1)由于PMSG是通过DBC连接到中压直流母线上的,因此MIDC需要根据其发电单元内PMSG的平均转速对PMSG的输出功率进行MPPT控制。
2)如图1所示,MIDC的160个子模块分为20个子模块组,这20个子模块组的输入侧并联,输出侧串联。为保证系统的安全稳定运行,需要实现子模块组间的输入侧均流和输出侧均压。
3)在子模块组内部,8个子模块的输入侧和输出侧均为串联,必须保证子模块间的输入侧和输出侧均压。
为实现上述功能,本文设计了一套由1个上层控制器和20个下层控制器组成的MIDC控制系统。其中,上层控制器在实现子模块组输入侧均流的同时,实现对PMSG输出功率的MPPT控制,下层控制器用于实现子模块组内部子模块间的输入侧均压,下文的分析将表明,只要上层控制器和下层控制器的控制目标得以实现,则MIDC子模块输出侧的均压将会自动实现而不需要额外的控制。MIDC控制系统的结构见附录A图A4。
3.1 下层控制器设计
LLC谐振变换器在不同Q值下的频率—电压增益曲线如附录A图A5所示,其中Q为LLC谐振变换器谐振电路的品质因数,当输出电压不变时,Q与LLC谐振变换器的输出功率成正比关系[23]。当PMSG的转速发生变化时,其输出功率和机端电压都会随之变化,由于PMSG通过DBC连接到MIDC的中压直流母线,对MIDC的子模块来说,其输入功率和输入电压会同时发生变化,输入电压较低时,其输入功率也较低,反之亦然。考虑风力发电机运行时的实际情况,结合附录A表A1中所设计的LLC谐振变换器参数,可以通过在PSCAD中搭建仿真模型以绘制出MIDC子模块的运行曲线,如附录A图A5中黑色曲线所示。由子模块的运行曲线可知,子模块的电压增益随工作频率的减小而逐渐增大,基于该结论,设计的下层控制器的结构如图2所示。图中,PI表示比例—积分。
图2中,Vin为MIDC输入侧的电压,Nsm为一个子模块组中子模块的个数,Vsmref_i为子模块输入侧电压参考值,Vsm_av为Vsmref_i的均压分量,ΔVref_i为Vsmref_i的功率控制分量,Vin_ij为第i个子模块组第j个子模块的输入电压(i=1,2,…,20;j=1,2,…,8),Iin_ij为第i个子模块组第j个子模块的输入电流,fref_ij为第i个子模块组第j个子模块的工作频率参考值。在下层控制器中,Vsm_av用于实现子模块组内部子模块间的输入侧均压,ΔVref_i由上层控制器产生,用于控制并联子模块组间输入侧的均流,Vsmref_i由下式生成:
3.2 上层控制器设计
上层控制器需要实现子模块组间输入侧的均流,同时实现对PMSG输出功率的MPPT控制。如图1所示,同一个风力发电单元内的风力发电机通过DBC并联在中压直流母线上,因此,这些风力发电机转子转速基本相同,本文中采用风力发电机转子的平均转速来实现其MPPT控制。上层控制器的结构如图3所示,其中wrav为PMSG的平均转速,Pref为MIDC输入功率参考值,Ngroup为子模块组个数,Pref_g为子模块组输入功率参考值,Iin_i为第i个子模块组的输入电流,Pin_i为第i个子模块组的输入功率。由图2和图3可知,子模块组的输入功率通过ΔVref_i来调节,当ΔVref_i增大时,子模块的输入电压减小,子模块组的输入功率随之增大,反之亦然。
如图4所示,MIDC的子模块组具有相同的输入功率参考值,对于输入侧并联的子模块组而言,实现其输入侧功率的均衡即等价于实现其输入侧的均流。因此,只要子模块组的输入功率可以跟踪其参考值,即可在实现对PMSG输出功率的MPPT控制的同时,实现子模块组间输入侧的均流。
文献[24]的研究表明,对于输入侧串联、输出侧串联的系统,只要实现其输入侧的均压,其输出侧的均压可以自动实现。因此,只要下层控制器能够实现子模块组内部子模块间输入侧的均压,子模块间输出侧的均压可以自动实现。此外,文献[24]还指出,对于输入侧并联、输出侧串联的系统,只要实现其输入侧的均流,其输出侧的均压可以自动实现。若将每一个子模块组看成一个整体,则MIDC可以看作一个输入侧并联、输出侧串联的系统,只要上层控制器能够实现子模块组间输入侧的均流,则子模块组间输出侧的均压可以自动实现。综上所述,只要MIDC的上层控制器实现子模块组间输入侧的均流,其下层控制实现子模块组内部子模块间输入侧的均压,则MIDC所有子模块输出侧的均压可以自动实现,并不需要额外的控制系统对其进行控制。因此,本文所设计的控制系统即可保证MIDC的安全稳定运行。
4 仿真验证
为验证本文所设计的新型海上直流风电场并网方案的可行性,在PSCAD/EMTDC中搭建了系统的仿真模型,仿真模型由一个风力发电单元、一条高压直流输电线路和一个岸上逆变器组成。由于本文研究的重点在于MIDC及其控制系统,为简化仿真模型,同一个风力发电单元内的5台风力发电机被等效为一台风力发电机,岸上电压源型逆变器被等效为一个400kV的直流电压源。MIDC仿真系统的参数如下:额定功率为40 MW,额定输入电压为8kV,额定输出电压为400kV,子模块组数量为20个,子模块数量为160个,子模块组输入侧平波电感为100μH。子模块的具体参数见附录A表A1,风力发电机及高压直流输电线路的参数见附录A表A2。
额定工况下系统的稳态特性如图4所示。
由图4(a)(b)可以看出,由于采用了DBC,MIDC输入侧的电压和电流存在一定的谐波。不过,由于采用了双三相PMSG和双桥十二脉波换流器,谐波电压和谐波电流的含量分别被控制在了其额定值的1.6%和5.5%以内,处于系统可接受的范围。由图4(c)可见,子模块组间的输入电流实现了很好的均衡。由图4(d)(e)可知,输入侧和输出侧的均压效果均较好。此外,可以看出,当子模块组间的输入侧均流和子模块组内部子模块间的输入侧均压实现后,MIDC子模块的输出侧均压可以自动实现,从而验证了3.2节中理论分析的正确性。
当风电机组的风速发生突变时,系统的暂态响应情况如图5所示,t=3s时,风速由12 m/s减小为6m/s,持续3s后,增大为10m/s。结合图5(a)(b)与图1可知,由于PMSG通过DBC与MIDC相连,MIDC的输入电压随着PMSG风速的变化而发生变化。由图5(c)可以看出,MIDC可以根据风力发电机的转速动态地调节其自身的输入功率,从而实现对PMSG的MPPT控制。此外,由图5(d)(e)(f)可以看出,在风速变化的整个过程中,本文所设计的控制系统能够很好地实现MIDC子模块间的均压和子模块组间的均流,动态特性良好。
5 结语
本文设计了一种新型海上直流风电场并网方案。为实现升压和对风力发电机组输出功率的MPPT控制,设计了一种高效率、高能量密度的MIDC。通过对三种DC/DC变换器的对比分析,选定了LLC谐振变换器作为MIDC的子模块拓扑。在大多数工况下,LLC谐振变换器的效率大于99%,加之DBC具有很高的效率,本文设计的海上直流风电场的效率远高于传统的海上风电场。此外,由于无须使用笨重且体积庞大的工频交流变压器,该系统还可以大幅减少海上风电场的基建投资。
同时,本文设计了一套由一个上层控制器和若干下层控制器组成的MIDC控制系统,在实现MIDC子模块间均压和均流的同时,实现对PMSG输出功率的MPPT控制。数字仿真验证了本文所设计的拓扑的可行性和相关控制系统的有效性。
U型隔离网在鱼虾混养中的应用分析 第2篇
摘 要：选择20个养殖南美白对虾池塘分为四组，每组5个池塘,分别为设U型隔离网混养黄金鲫、鲤鱼，没有隔离网混养黄金鲫、鲤鱼。结果显示: 设置U型隔离网混养对虾、黄金鲫池塘，对虾产量为3 672 kg/hm2，池塘产值284 019元/hm2，利润105 588元/hm2，产出投入比1.59；比无隔离网组对虾产量高2 197.5 kg/hm2，利润高61 510.5元/hm2，产出投入比高0.32。设置U型隔离网混养对虾、鲤鱼池塘，对虾产量为3 519 kg/hm2，池塘产值236 440.5元/hm2，利润105 336元/hm2，产出投入比1.80；比无隔离网组对虾产量高2 214 kg/hm2，池塘利润高80 227.5元/hm2，产出投入比高0.58。
关键词：U型隔离网；南美白对虾；黄金鲫；鲤鱼；应用；分析
近几年来，南美白对虾的病害频繁发生，有些病害的发生是毁灭性的，使用药物防治对虾病害，不仅效果不明显，而且由于药物残留等问题，南美白对虾的质量和产量受到严重影响。
国内有利用生物防控养殖南美白对虾病害的报道[1-3]，也有使用鲤鱼、黄金鲫防控南美白对虾病害的报道[4-7]。按照国家虾产业体系的相关要求，在池塘设置平行隔离网[4]混养南美白对虾与鲤鱼、黄金鲫模式的基础上，连云港市对虾综合试验站在试验示范基地开展了设置U型隔离网混养南美白对虾与鲤鱼、黄金鲫模式的技术探讨，设置U型网混养南美白对虾与鲤鱼、黄金鲫，不仅提高了池塘养殖的效益，而且更好地利用生物防控原理有效地控制了对虾的病害，增加了南美白对虾的产量和质量。
1 材料与方法
1.1 池塘
试验在江苏省东辛农场水产养殖公司进行。池塘多为南北走向，面积为60 030～80 040 m2，池深2.8～3.5 m，能够保持水位2.2～3.1 m，水面开阔，可以随风起波。
1.2 附属设施
小船、自动投饵机等，每个池塘配备了6～14台3 kW的叶轮式增氧机。
1.3 清塘
12月至翌年2月上中旬，开始晒塘、耕塘、晒塘。2月下旬，注水20～40 cm，用漂白粉全池泼洒；3～7 d排水至5～10 cm深度，用生石灰消毒。
1.4 安装隔离网
2月中下旬，沿着没有安装池塘饵料机的三边围成U字型隔离网。
1.5 进水、肥水
3月中下旬，池塘进水30～60 cm；3月下旬至4月上旬，水位达到80～120 cm，用二溴海因对池塘进行消毒，4月上旬，用肥水素、EM等调控水质。
1.6 苗种投放
南美白对虾苗从福建购进，鱼种从本地购买。具体放养情况见表1。
1.7 隔离网管理
检查隔离网有无破损，及时清洗、修补网片； 6月中下旬，划动小船，沿着隔离网，解开固定网衣的绳口，缓缓地提起网衣，直到撤除整个网衣。
1.8 水质调控
通过添加或更换新水、开增氧机及使用生物制剂、底改、生物肥等调控水质。
1.9 投喂饵料
饵料投喂工作在各自的人为为对虾、鲤鱼、黄金鲫隔离的区域内进行。
表1 设置U型隔离网池塘苗种投放情况
组别 面积
/hm2 南美白对虾 鱼
产地 日期 规格
/cm 密度
/万尾•hm-2 产地 日期 规格/g 密度
/尾•hm-2
备注
1
2
3
4
7.93 福建 5月27日 1.81 90 本地 5月11日 92 43 500
6.80 福建 5月29日 1.78 90 本地 5月12日 92 43 500
5.93 福建 5月29日 1.69 90 本地 5月11日 92 43 500
7.00 福建 5月27日 1.56 90 本地 5月12日 92 43 500
5.20 福建 5月27日 1.81 90 本地 5月11日 92 43 500
4.53 福建 5月27日 1.78 90 本地 4月10日 87 8 490
7.47 福建 5月28日 1.69 90 本地 4月11日 87 8 550
5.93 福建 5月27日 1.56 90 本地 4月11日 87 8 565
5.93 福建 5月29日 1.81 90 本地 4月11日 87 8 550
6.40 福建 5月27日 1.78 90 本地 4月11日 87 8 520
6.87 福建 5月26日 1.78 90 本地 5月13日 89 42 750
7.33 福建 5月27日 1.69 90 本地 5月12日 89 42 750
7.13 福建 5月27日 1.56 90 本地 5月12日 89 42 750
8.07 福建 5月28日 1.92 90 本地 5月13日 89 42 750
6.53 福建 5月27日 1.69 90 本地 5月12日 89 42 750
6.53 福建 5月29日 1.56 90 本地 4月10日 81 8 550
5.93 福建 5月27日 1.78 90 本地 4月10日 81 8 550
5.27 福建 5月26日 1.69 90 本地 4月10日 81 8 550
5.73 福建 5月27日 1.56 90 本地 4月10日 81 8 550
6.00 福建 5月29日 1.92 90 本地 4月10日 81 8 550
設置U型网；
黄金鲫。
设置U型；鲤鱼。
无隔离网；黄金鲫
无隔离网；鲤鱼
2 结果与分析
从表2、表3、图1分析， 4组20个池塘数据可以这样认为，就混养同一种鱼来说，设置U型隔离网池塘养殖产量、效益、投资回报率明显高于无隔离网池塘；各种养殖方式中鱼的效益相对稳定；黄金鲫的售价高于鲤鱼。
图1 各组效益分析
从表4、图2分析，设置U型隔离网混养对虾、黄金鲫池塘，对虾产量为3 672 kg/hm2，池塘产值284 019元/hm2，利润105 588元/hm2，产出投入比1.59；比无隔离网组对虾产量高2 197.5 kg/hm2，利润高61 510.5元/hm2，产出投入比高0.32。设置U型隔离网混养对虾、鲤鱼池塘，对虾产量为3 519 kg/hm2，池塘产值236 440.5元/hm2，利润105 336元/hm2，产出投入比1.80；比无隔离网组对虾产量高2 214 kg/hm2，池塘利润高80 227.5元/hm2，产出投入比高0.58。
图2 各池效益分析3 讨论
3.1 U型隔离网管理
安装的隔离网采取双层网，一种是土木格栅，网目规格为3.6 cm×4.8 cm；另一种是选用聚乙烯网的网衣，网眼为10目，网衣最上边和最下边各装2道聚乙烯纲绳。
nlc202309031659
表2 设置U型隔离网池塘收获情况
组
别 面积
/hm2 南美白对虾 鱼
日期 规格/
尾•kg-1 虾单产/
kg•hm-2 饵料量/
kg•hm-2 虾饵料
系数 日期 规格
/g 鱼单产/
kg•hm-2 饵料量/
kg•hm-2 鱼产量
饵料比
备注
1
2
3
4
7.93 8-10月 81 4 151.3 3 667.5 1.13 10月中旬 350 12 930 24 465 0.53
6.8 8-10月 78 3 611.3 3510 1.03 10月中旬 380 12 480 24 360 0.51
5.93 8-10月 83 3 476.3 3 386.3 1.03 10月中旬 375 12 615 24 750 0.51
7 8-10月 81 3 397.5 3 026.3 1.12 10月中旬 339 12 990 25 530 0.51
5.2 8-10月 79 3 611.3 3 487.5 1.04 10月中旬 369 13 515 27 135 0.5
4.53 8-10月 76 3 847.5 3 656.3 1.05 10月中旬 1 151 8 445 14 295 0.59
4.53 8-10月 77 3 251.3 3 273.8 0.99 10月中旬 1 121 8 415 15 675 0.54
5.93 8-10月 75 3 611.3 3 498.8 1.03 10月中旬 1 108 8 325 13 530 0.62
5.93 8-10月 83 3 735 3 510 1.06 10月中旬 1 111 8 190 13 425 0.61
6.4 8-10月 72 3 656.3 3 453.8 1.06 10月中旬 1 109 8 010 13 080 0.61
6.87 8-10月 79 1 515 1 470 1.03 10月中旬 382 13 440 24 315 0.55
6.87 8-10月 76 1 485 1 440 1.03 10月中旬 402 13 590 25 470 0.53
7.13 8-10月 77 1 515 1 365 1.11 10月中旬 421 13 680 24 810 0.55
8.07 8-10月 75 1 425 1 290 1.1 10月中旬 412 13 575 24 315 0.56
6.53 8-10月 83 1 440 1 380 1.04 10月中旬 399 15 030 28 380 0.53
6.53 8-10月 72 1 380 1 290 1.07 10月中旬 1 153 9 030 15 315 0.59
5.93 8-10月 71 1 470 1 350 1.09 10月中旬 1 169 8 940 18 000 0.5
5.27 8-10月 88 1 365 1 200 1.14 10月中旬 1 136 8 970 14 970 0.6
5.73 8-10月 86 1 395 1 290 1.08 10月中旬 1 213 8 670 15 345 0.57
6 8～10月 83 1 275 1 260 1.01 10月中旬 1 210 9 045 15 285 0.59
U型網；
黄金鲫
U型网；
鱼鲤
黄金鲫
鲤鱼
表3 设置U型隔离网池塘效益分析
组别 产值
/元•667m2 饲料成本
/元•667m2 其它成本
/元•667m2 成本
/元•667m2 利润
/元•667m2 产出投入比 回报率/% 备注
1
2
3
4
20 126.45 9 091.55 2 750.00 11 841.55 8 284.90 1.70 170
19 633.13 8 972.20 2 750.00 11 722.20 7 910.93 1.67 167
17 871.38 9 013.88 2 750.00 11 763.88 6 107.50 1.52 152
17 935.85 9 033.48 2 750.00 11 783.48 6 152.38 1.52 152
18 760.38 9 754.95 2 750.00 12 504.95 6 255.43 1.50 152
16 465.60 6 169.78 2 750.00 8 919.78 7 545.83 1.85 185
14 902.20 6 348.63 2 750.00 9 098.63 5 803.58 1.64 164
16 173.15 5 861.23 2 750.00 8 611.23 7 561.93 1.88 188
15 306.90 5 837.50 2 750.00 8 587.50 6 719.40 1.78 178
16 311.00 5 706.73 2 750.00 8 456.73 7 854.28 1.93 193
13 303.00 7 803.30 2 750.00 10 553.30 2 749.70 1.26 126
13 898.70 8 117.40 2 750.00 10 867.40 3 031.30 1.28 128
13 665.00 7 885.70 2 750.00 10 635.70 3 029.30 1.28 128
13 834.50 7 701.30 2 750.00 10 451.30 3 383.20 1.32 132
14 052.00 8 917.60 2 750.00 11 667.60 2 384.40 1.20 120
9 633.20 5 121.30 2 750.00 7 871.30 1 761.90 1.22 122
9 443.20 5 925.00 2 750.00 8 675.00 531.50 1.09 109
9 651.20 4 971.40 2 750.00 7 721.40 1 929.80 1.25 125
9 867.30 5 129.90 2 750.00 7 879.90 1 987.40 1.25 125
10 029.50 5 095.70 2 750.00 7 845.70 2 183.80 1.28 128
nlc202309031659
设置U型网;
黄金鲫;
设置U型网;
鲤鱼
黄金鲫
鲤鱼
表4 各组设置U型隔离网效益分析比较
年
份 面积
/hm2 产值
/元 成本
/元 利润
/元 虾产量
/kg 产值/元
•hm-2 成本/元
•hm-2 利润/元
•hm-2 产出
投入比 虾单产/
kg•hm-2 备注
2
0
1
3
年 32.87 9 334 752.2 5 864 444.7 3470 307.0 120 676.5 284 019 178 431 105 588 1.59 3 672 U型网、
黄金鲫
30.27 7 156 287.7 3 968 122.8 3 188 165.0 108 705.8 236 441 131 106 105 336 1.80 3 591 U型网、
鲤鱼
35.93 7 412 291.5 5 828 455.9 1 583 836.0 53 003.0 206 279 162 203 44 078 1.27 1 475 黄金鲫
29.47 4 298 186.0 3 537 237.4 739 882.3 40 575.0 145 866 120 042 25 109 1.22 1 377 鲤鱼
128.53 28 201 517.3 19 198 260.8 8 982 190.3 322 960.3 219 410 149 364 69 882 1.47 2 513 总合计
或平均
安装时，首先对围网的位置进行丈量拉线，用挖掘机沿着规划位置挖掘开沟，沟深30～50 cm，沟宽80～120 cm；沟挖好后沿着远离池塘边的U沟边打桩，木桩直径12～20 cm，长度为3.5～4 m，桩入池底50～80 cm，桩间距4～6 m；沿着U形沟拉直径16 mm的钢缆，将钢缆与木桩的上部用麻绳扎紧，钢缆与池塘的堤坝在同一水平面上并拉紧木桩；土工格栅的上端扣扎在钢缆上，并紧贴木桩下行至U形沟内，土工格栅多余的部分延伸到环沟中水平摆放，土工格栅水平部分的宽度80～120 cm，用部分泥包压在U形沟的土工格栅上，土工格栅的垂直接口处用麻绳接扎好，土工格栅与木桩之间扎紧；将聚乙烯网的网衣底端紧贴土工格栅垂直入池底20～40 cm，用泥土将池底填平，聚乙烯网的网衣上端超过池塘的最高水位，将网衣、垂直部分的土工格栅、木桩及网衣之间，用绳子、聚乙烯线等捆扎一起，绳子、聚乙烯线捆扎时要考虑以后方便撤除网衣。
安装要达到的标准是：隔离网高度基本保持与四周堤坝持平，其设置方向与相应堤坝保持平行，用于对虾养殖的池塘的面积占整个池塘养殖面积的1/2～1/3。
撤除网衣的时间要把握好，既要保证养殖的鲤鱼、黄金鲫不能够穿过土工格栅，而在人为为鲤鱼、黄金鲫隔离的区域内生存、生长、摄食等，又要保证对虾可以穿过土工格栅，在整个池塘内生存、回游，充分利用池塘养殖空间，并通过对虾的池边回游，在人为为对虾隔离的区域内摄食。
3.2 饵料投喂问题
饵料投喂在各自的人为为对虾、鲤鱼、黄金鲫隔离的区域内进行。
南美白对虾投喂[8]按照单养对虾养殖方式进行。
5 月下旬，驯化投喂鲤鱼或黄金鲫配合饵料，从池塘大范围内投喂到逐渐缩小投喂范围，最后定点投喂，6 月上旬改用投饵机定点投喂；每日投喂3次，上午8:00-9:00 、下午14:00-15：30 、晚上17:00-18；00。根据池鱼摄食情况，每次投喂时间为20～30 min；投喂量根据水温、天气、鱼类吃食情况控制投饵量。
3.3 关于U型隔离网在鱼虾混养中作用的分析
在这里要特别说明生物防控南美白对虾病害问题，根据经验和与他人交流的体会，对虾生病至少有以下两个特点：一是对虾生病后大部分向充氧机打氧处聚集，在有打氧的池塘，在池塘边发现了病虾，就意味着在打氧处聚集死亡的对虾数量很多，至于其中的道道有待进一步研究。由于打氧处在大量鱼类活动的区域，病虾、死虾、弱虾很快成为鱼类的饵料；另一方面，对虾一旦生病会“打飞机”或在整個水面漫游，在虾类活动区域的病虾很容易进入鱼类活动区域，鱼类活动区域的病虾成为了对虾的饵料。
根据观察，在设置隔离网的池塘，健康的对虾摄食、蜕皮等活动在对虾的活动区域内进行，这可能与对虾的溜边习性、投喂饵料驯化、躲避鱼类活动的骚扰等有关。
参考文献：
[1] 张韦，吴会民，姜巨峰，等．鲤鱼与南美白对虾池塘混养模式[J]．科学养鱼，2012(4)：83-84
[2] 王跃红．异育银鲫“中科3号”鱼种与南美白对虾混养技术[J]．中国水产，2012(1)：9-9
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[7] 潘海军，唐兴本，陈百尧．池塘套养大规格鲤鱼防控对虾病害技术[J]．河北渔业，2012 (10)：21-25
[8] 唐兴本，陈百尧，龚琪本，等．浅谈南美白对虾科学投喂饵料技术．科学养鱼，2010(9)：67-69
（收稿日期：2013-12-05；修回日期：2013-12-19）
精细加工的电源和信号隔离变压器 第3篇
车辆混合动力和电动传动系统发展迅速, 这将在运输工业上带来一些新的、未知的挑战。在混合动力系统中, 信号和电源都要求隔离, 这就对汽车原始设备制造商和系统模块供应商提出了新的要求。目前有三个在工业应用中被广泛采用的数字隔离方法:光学式、电感式和电容式, 光学隔离使用通过不导电的透明隔离屏障透射光, 由于它采用了光作为信号传输介质, 驱动一个LED (发光二极管) , 这限制了传输速度, 用于混合动力汽车时, 光学隔离的一个主要的缺点是较高的能量消耗和较低的使用寿命。电容隔离使用穿过隔离层的电场变化来完成工作, 缺点是失去了差分信号。光隔离和电容隔离还有一个共同的缺点, 即在提供隔离时, 无法同时传递动力。电感隔离在隔离时使用两个线圈之间的磁场的变化进行通信。它不仅具有良好的抗噪性, 而且可以在隔离时传递动力。电感隔离的缺点是无源元件 (即变压器) 很笨重, 难以实现小型化和集成封装。新型丁达尔微型变压器技术已经解决了这个技术难题。
【解决方案】
丁达尔研究所已经开发出了微型磁性元件, 该技术能使变压器小型化, 并能和功率元件及控制电路一起集成在芯片上, 微制造技术可以批量生产频率达到30Mhz的微型变压器。
微型变压器技术已经发展为可以应用在低功率开关转换器和有隔离要求的信号转换的地方。传统的磁性元件体积笨重, 微制造变压器厚度小于0.15mm, 这种体积小及运行频率高达100MHz的特点, 可以使变压器集成到芯片 (So C) 上。
【优点】
1、体积小于0.15毫米
2、设备尺寸可以小于2.5平方毫米
3、与空心磁芯 (aircore) 变压器相比, 只要求较低的工作频率
4、制造成本低, 使用电沉积工艺
5、适应较高的切换频率
6、可以集成到芯片上
6W隔离反激式AC/DC电源设计 第4篇
关键词：反激式开关电源,UCC28910,AC/DC电源,高压启动
0引言
目前空间技术、计算机、通信、雷达、电视及家用电器中的电源逐渐被开关电源取代。传统的串联稳压器, 调整管总是工作于放大区,流过的电流是连续的。缺点是承受过载和短路的能力差、效率低,一般只有35%~60%。开关电源的调整管工作在开关状态,功率损耗小, 效率可高达70%~95%。此外开关频率工作在几十k Hz, 滤波电感、电容可用较小数值的元件,允许的环境温度也可以大大提高[1]。常见到离线式开关变换器(off-line Switching Converter)是AC-DC变换 ,也常称开 关整流器;它不单是整流的意义,而且整流后又作了DC-DC变换。离线并不是变换器与市电线路无关的意思,只是变换器中因有高频变压器隔离,故称离线[2]。UCC28910专门用于隔离反激式电源,在无需光耦合器的情况下提供恒压或恒流输出。此器件组合有一个700 V功率场效应晶体管(FET)和控制器,控制器处理来自辅助反激式绕组以及功率FET的运行信息,以提供精准的输出电压和电流控制。非常适合用于手机、平板电脑和照相机的交流和直流适配器、充电器、电能计量、电视待机开关模式电源、服务器、大型家电、LED驱动器等。
1电路设计
本设计的电路原理图如图1所示。采用原边控制方式,即变压器能量转换到副边时辅助绕组测量输出电压。UCC28910内置了700 V的MOSFET,很大程度上简化了电路设计。VS管脚的功能有3个:
(1)为电压控制回路提供输出电压的信息。输出电压反馈值采样是在变压器次级电流退磁时完成;
(2)提供定时信息来完成谷底开关和变压器次级电流占空比;
(3)采样大容量电容(Bulk Capacitor)输入电压以提供欠压关断。
其中功能(1),(2)是在MOSFET关断时进行的,功能(3)是在MOSFET导通辅助绕组为负电压时完成的。 IPK管脚外接电阻可以设定功率FET峰值电流的最大值。DRAIN管脚连接到内部功率FET的漏极,同时提供高压电流源的启动电流。设计中使用整流桥DB106S (600 V/1 A)完成对交流输入的整流。C1,C2与L1,L2构成输入EMI滤波器。R1,R2用来抑制输入滤波器振荡, 同时防止ESD脉冲在L1与L2上形成大电压。R5,C3,D2, D3构成原边电位钳,防止在场效应管关断时UCC28910的漏极电 压超过FET的击穿电 压 ;同时起到 缓解UCC28910关断电压造成的EMI电流。电容C3的值不能取太高,充电时间要短。R5的值也不宜取太大,以免电阻上的额外压降导致过高的漏极电压。C4为去耦电容, 应选择低ESR/ESL类型的电容器,尽量靠近芯片引脚放置,并直接返回到芯片的参考地平面。控制器的偏置电压由变压器辅助绕组、D4,R7,C5来提供。R9用来设定启动电压阀值。R8用来设定输出电压值。R3,R4共同来设置输出最大电流值。变压器次级线圈侧的C6,R10用来降低D5管的开关噪声。R12用于调整空载输出电压。
UCC28910设置有丰富的保护功能,为整个设备的安全运行提供保障。
(1)当实际输出电压为标称输出电压的115%时会产生输出过压保护,器件停止工作;
(2)控制器会检测连续的3个开关周期,如果符合输入电压过低的条件将会触发保护;
(3)内部过温保护阀值为150 ℃并有50 ℃的迟滞。过温保护后器件温度必须降到100 ℃左右时才能再继续工作;
(4)漏极过电流也会触发保护;
(5)根据漏极峰值电流的大小功率FET的最大导通时间也设置有保护;
(6)如果VDD内部钳位器中的电流超过6 m A,器件也会自动保护停止工作。
UCC28910最大开关频率的选择应该在效率要求与变压器尺寸之间权衡。一般来讲降低开关频率会提高效率,提高开关频率可以减小变压器尺寸。器件的极限开关频率为115 k Hz,所以实际使用的开关频率最大值需满足以下条件:
式中:KAM为初级最大最小峰值电流比;KCC为恒电流模式下次级二极管导通占空比;fSW(max)为最大开关频率,它们的典型值可以在手册中查到。经过试验tDMAG(min)为1.2 μs左右时较合适。
变压器最大初次级匝数比是由满载下最大开关频率、最小输入电容电压(Bulk Voltage)和预估的DCM准谐振时间来确定的。最大可用占空比和次级传导时间的确定是建立在目标开关频率与DCM谐振时间上的。 对于DCM谐振时间可假设tR=1 500k Hz 。由于转换模式操作的限制,次级电流传导至VDS(MOSFET漏极-源极)电压的第1次估值所需要的时间要求是DCM谐振时间的一 半或者是1 μs(假设500 k Hz的谐振频 率)。 MOSFET的最大占空比可由下式计算得到:
DMAX得到后就可计算出变压器最大初次级匝数比:
式中:VBULK(min)为全功率时C1,C2上的最小电压;VOCV为恒电压模式下的输出电压;VF为次级整流电流接近0时D5的正向压降。对于5 V的USB充电器应用,NPS可取13~17作为典型值。
变压器在满载条件下的输入功率是由输出功率、输出二极管上的功耗、UCC28910本身的功耗三者之和除以变压器的效率来计算的,如下式:
式中IOCC为在恒电流操作模式时的变压器输出电流目标值;VVDD为VDD引脚上的电压;IRUN为器件的最大消耗电流;ηXFMR为变压器初级到次级的功率转换效率,与变压器铜损、磁芯损耗、漏电感中的能量损耗有关。
当固定了最大开关频率和初级侧最大峰值电流后, 初级侧的电感值可以通过下式来计算得到:
式中:LP_Tol为变压器初级电感的公差,典型值为±10%~±15%;ID_PK(max)为变压器初级侧最大电流峰值。表1为设计中用到的元器件相关信息汇总。
2干扰性分析
UCC28910使用谷底开关以减少MOSFET的开关损耗,同时也减小了FET的开启电流尖峰。器件在几乎所有负载条件下采用谷底开关的工作方式,直到VDS振铃消失。在VDS最低值时进行开关操作可减小MOSFET开启时的d V/dt,有利于减小器件的EMI。在负载非常小或没有负载的情况下,VDS振铃非常低而且很难被检测到,此时使用谷底开关的意义不大,所以此时谷底开关自动被禁止。开关电源由于较高的d V/dt和d I/dt、电路中存在的寄生电感和电容使开关电源的电磁干扰噪声较难消除[3]。
频率抖动(Jitter Frequency)技术不是从减少分布参数这种极难的工艺角度解决电磁兼容问题,也不是采用滤波这样的使干扰旁路的方式,而是从EMI测试仪器测试的原理出发,使集中的频谱能量分散化的角度来实现 “频谱搬移”,满足EMC容限要求,以解决EMC问题的[4]。
抖频即指开关电源的工作频率并非固定不变,而是周期性地变化。通过减少某频率点上信号的幅值,从而达到了抑制EMI的效果。UCC28910采用了抖频技术, 很好地实现了电磁干扰(EMI)兼容性。同时内部FET开关接通和关闭期间,DRAIN(漏)电压的受控斜坡都有助于减少EMI滤波器的成本。使用其开发的产品也较容易达到相关电磁兼容性标准。
3性能测试
UCC28910使用DCM(电感电流不连续)工作模式有如下主要优点[5]:
(1)开关管的导通损耗几乎是零;
(2)输入及负载响应能力较好;
(3)反馈环容易稳定;
(4)输出二极管的选择比较容易,因为二极管的恢复时间不是关键因素。
DCM模式配合谷底开关技术可以减小开关损耗, 开关频率与初级峰值电流幅值调制相结合,用以保证在满负荷和输入电压范围内的高效转换。
本设计相关参数测量用到的仪器如下:
(1)AC电源 。 输入电源 必须是一 个可调的85~265 V不低于15 W的隔离交流电源。为达到最高精度的效率计算,需把功率计的电压端直接连接至此电源。
(2)负载。可编程电子负载设定为恒电流模式,并具有DC 10 V时DC 0~1.5 A的灌电流能力。
(3)功率计。功率计应可以测量低输入电流,一般小于100 μA。测量低功率待机模式的输入功率时,功率计还应具有长期平均模式。本设计选用横河WT210电子功率计。
(4)万用表。使用2块万用表同时测量输出电压与负载电流。
(5)示波器。使用带宽500 MHz的示波器。
(6)线缆。使用AWG24线缆,测试板与AC电源以及与负载的电缆连接长度为50 cm。
图2,图3是本设计的的V-I特性及效率特性曲线。 图4是在输入AC 265 V输出5 V/1.2 A时,20 m V/div, 5 μs/divv设置下的电源纹波波形。
4结论
隔离模块在PLC控制系统中的应用 第5篇
一、原系统存在的问题
要保持工艺参数的准确, 必须使各种信号的干扰降到最低。原有的设计不能很好做到这一点。由于各信号监测点分布比较分散, 线路敷设距离远, 现场电气设备多导致电缆桥架内存在电气干扰, 大量的金属管线和接地避雷装置与生产时产生的机械振动也不利于信号稳定传输。最终从现场传输到PLC的信号存在扰动失真, 温度信号漂动范围达到五六十度, 压力、流量信号误差范围达5%以上。在下雨、雷电等天气下会更加严重, 对生产造成了不良影响。这是因为不同设备、仪表的信号要互传互送, 就存在信号参考点问题。也就是说, 要使信号完整传送, 理想化的情况是所有设备仪表的信号有一个共同的参考点, 即共有一个“地”。进一步讲, 所有设备仪表信号的参考点之间电位差为“零”。但是在实际环境中, 这一点几乎很难做到, 这里面除了各个设备仪表“地”之间的连线电阻产生的电压降之外, 还有各种设备仪表在不同地点环境受到的干扰模式和强度不同, 传感器和变送器内部接线柱、电路板或外壳绝缘下降导致漏电流增加以及导线接点经受风吹雨淋导致接点质量下降等诸多因素, 致使各个“地”之间有差别。以示意图1为例。
图中有两个现场设备1#、2#向PLC传送信号。假定传送信号均为0～10VDC。理想情况下PLC及两个现场设备1#、2#仪表“地”电位完全相等。这样从PLC输入来看, 接收正确。但如前所述, 两个现场设备通常有“地”电位差。假设1#设备“地”与PLC“地”同电位, 2#设备比它们的“地”电位高0.1V, 这样1#设备给PLC的信号为0～10VDC, 而2#设备给PLC的信号则累加了0.1V, 误差就产生了。同时1#、2#设备的“地”线与PLC汇合连接, 将0.1V电压施加在PLC地线条上, 可能损坏PLC局部“地”线。同时显示错误的数据。
二、改造方案和效果
针对上述情况, 我们在PLC控制柜内加装了现场信号隔离端子WS9060和WS1525。连接在现场传感器和PLC模拟量输入模块之间, 取得了很好的效果 (图2) 。
WS9060为热电偶全隔离信号调理器, 将不同型号与量程的热电偶热电势转变为4～20mA标准信号线性输出到PLC。WS1525为二线制隔离配电器, 将现场二线制变送器4～20mA信号隔离后输出到PLC。
隔离端子采用了调制式变压器隔离技术, 保证输入、输出两个部分隔离, 外加工作电源24V在为输入、输出部分供电的同时, 也确保在电气上与两个部分隔离。这种输入、输出、外加工作电源之间全部相互隔离的器件称为三隔离或全隔离器件。从理论上讲这种供电方式, 不管隔离器数量多少, 均可用一台24V电源供电, 不会产生干扰。由于输入、输出之间没有共同“地”, 隔离后新建立的“地”与外部设备仪表“地”没关系。实现了输入到PLC主机的多个外接设备信号之间隔离, 即它们之间没有“地”的关系。这有效地克服了信号扰动问题。
隔离型模块电源 第6篇
传统配电网大多为单电源辐射网络,采用了大量分段开关,发生故障后不仅要求检测出故障所在区段,而且要将故障区段隔离,同时恢复对非故障区段的供电。该功能一般由配电自动化系统完成。但是,目前配电自动化系统的性能尚不能令人满意,主要表现为各种参数的整定、配合较复杂,故障检测和隔离所需时间较长,可靠性有待提高等[1]。
分布式电源(DG)技术的发展将极大地改变传统配电网的结构和工作方式[2,3,4]。传统的配电自动化系统不仅在原理上难以满足故障检测和隔离的要求,在快速性、可靠性和容错性等方面也无法满足要求[5,6,7],因此,需要针对含DG的配电网提出新的故障检测与隔离算法。
本文针对含DG的配电网,提出一种基于故障过流和故障方向信息的故障检测与隔离通用矩阵算法。在此基础上,针对网络拓扑结构变化的情况提出了相应的修正算法。此外,还研究了该算法对通信系统故障、故障信息丢失和故障信息错误等异常情况的容错性。
1 含DG的配电网故障检测算法
本文提出的故障检测算法通过矩阵运算方式实现,其基本原理与闭环配电网故障判断原理类似,即对于一个配电区域,若其端点上报的故障功率方向都指向该区域内部,则认为故障发生在该配电区域内部;若某一个端点上报的故障功率方向指向该区域外部或其所有端点都没有上报故障信息,则认为该配电区域内没有故障[8,9,10,11]。本文的研究对象面向含DG的配电网,在网络结构、运行方式及故障功率方向检测等方面与闭环配电网还存在一定的差别。本文故障检测算法所采用的矩阵包括:用来描述配电网拓扑结构的节点—支路关联矩阵L;由来自各测量点的故障检测信息形成,用来描述各测量点的故障电流和故障方向的故障信息矩阵G;通过L与G的乘法运算获得,用来描述故障所在区段的故障区段矩阵P。
在众多描述和简化配电网结构的方法中,基于连通系的矩阵描述方法具有不受网络结构变化影响的优点,获得了广泛运用[12]。
本文基于连通系的思想定义了L:以配电网各测量点作为网络拓扑中的节点,以2个相邻测量点之间的所有线路作为支路。节点与支路的关系用L描述。对于具有m个节点的网络,L为m阶方阵。
L中的元素lij定义如下:lij=1节点i与支路j直接相连且支路j位于节点i的正方向0节点i与支路j不直接相连-1节点i与支路j直接相连且支路j位于节点i烅烄烆的反方向(1)
本文定义由系统电源指向负荷或DG为故障正方向。如此定义正方向可以确保故障正方向的检测基本不受DG容量及其并网位置的影响,具有较高的灵敏度和可靠性[13]。
配电网发生故障后,第i个测量点处的故障电流方向信息用gi表示。当检测到故障过流且故障方向为正方向时gi取1,反方向时gi取-1,未检测到故障过流时gi取0。在联络开关断开运行时,根据对故障正方向的定义可知,只有对正向故障的判据具有足够的灵敏度和可靠性,因此只需要对正向故障和非正向故障进行区分。为方便运算,首先采用gi′=gi1(gi与1同或)对gi进行修正,即将值为-1和0的元素全部修正为0。由修正后的元素gi′构成G,G为m维列向量。由G与L的乘法运算可得到P为:P=GL(2)
P中的元素能直观反映故障所在区段,当P中某个元素为1时,该元素对应的区段即为故障区段。
图1和图2分别为简化的含DG的配电网结构及其对应的拓扑结构图。
图中,S1~S7和D1为分段开关,即故障电流和故障方向的测量点,在拓扑结构中对应为节点,L1~L7为线路区段,在拓扑结构中对应为支路;K为联络开关,线路A正常运行时K处于断开状态;F1为故障点。
假设图1中DG有足够的容量且故障发生在F1处,则开关S1和S2处会检测到正方向的故障电流,开关S3,S6,S7处会检测到反方向的故障电流。修正后,得到G=[1,1,0,0,0,0,0]。通过L与G的乘法运算得到P=[0,1,0,0,0,0,0]。在P中,只有L2对应的元素值为1,可以判断出故障发生在L2区段上。
2 含DG的配电网故障隔离算法
通过P只能得出故障所在的线路区段信息,要想隔离故障还要确定需要跳开的开关[14,15,16,17]。由于配电网运行方式的多变性和DG的存在,每次隔离相同的故障区段需要跳开的开关可能不完全相同,因此,在判断出故障区段的基础上,必须结合当前的网络拓扑结构来确定隔离故障需要跳开的开关。
故障隔离算法同样通过矩阵运算的方式实现。为此,需要定义一个开关—线路关联矩阵Q和一个跳闸开关向量D。其中,Q用来描述开关与线路的对应关系,D由P与Q运算得到,用来描述隔离故障需要跳开的开关。
Q与L类似,均为m阶方阵。对Q中的元素qij定义如下:(4)由P与Q的乘法运算得到D为:D=PQ(5)
D中元素为1时,相应元素对应的开关即为需跳开的开关。
设故障发生在F1处,计算得到D=[0,1,1,0,0,1,0]。可见,此时跳开开关S2,S3,S6即可有效地隔离故障。
传统的不含DG的配电网可视为上述配电网的特例,发生故障时系统中不会出现反方向的故障电流,即得到的gi只有0和1这2种取值,上述故障检测与隔离算法仍然适用。
3 考虑网络拓扑结构变化的修正算法
含DG的配电网在运行过程中网络结构经常会发生变化。由于本文基于连通系的思想定义了L,因此开关状态的变化不会影响到L,只需要修正包含元素较少的G或D来适应网络拓扑结构的改变即可。
为提高供电可靠性,配电网的2个主电源之间通常接有联络开关。当分支线路投退导致网络结构发生变化时,联络开关一般不会闭合;而当主线路结构发生改变时,联络开关将会闭合,由备用电源对部分线路继续供电。本节依据联络开关的状态变化,研究了网络拓扑结构发生改变后的故障隔离修正算法。
图1中,当系统正常运行时,线路A上除联络开关外的其他所有开关均闭合,可得到K=[1,1,1,1,1,1,1,1]。
3.1 切除线路导致网络结构改变时的算法修正
算法中采用的L和Q均为2阶方阵,网络结构改变时如果修改上述2个矩阵,会带来修改工作复杂、可靠性不高等问题。针对切除部分线路导致网络结构改变的情况,可以看做网络整体拓扑结构并未发生改变,只是线路中的电气量信息和开关状态信息发生了变化。因此,只需要修正G或D即可达到修正算法的目的。
当切除的线路为分支线路时,联络开关不会闭合,主线路和剩余支路仍由原主电源供电,故障检测算法无需修改。但在进行故障隔离时,为了避免向已经处于断开状态的开关发出跳闸命令,需要对D中的元素进行如下修正:di′=di∧ki(8)
当切除的线路为主线路时,联络开关将会闭合,由对端电源对非故障区段继续供电,由于部分线路改变了供电电源,因此会对原故障检测算法产生影响。此时,需要将G中元素gi的定义修正为:当由对端电源供电的主线路上的测量点检测到的故障方向为反方向时,gi取0,否则取1;当分支线路上的测量点检测到的故障方向为正方向时,gi取1,否则取0。
由于故障检测装置不能灵活地改变故障方向的定义,所以需要在上位机软件中对G进行如下修正:
1)联络开关闭合情况下,当故障发生在由原主电源供电的部分线路且g1=1时,修正。
2)当故障发生在由备用电源供电的部分线路且g1=0时,分别对主线路和支路上的故障信息进行修正,主线路上的对应元素与-1异或,即),分支线路上对应的元素与1同或,即。
将修正后的G代入计算P,即可正确判断出故障区段。在进行故障隔离时,同样需要用式(8)对D进行修正。
仍以图1为例,设断开开关S2后,联络开关K闭合。当F1处发生故障时,G=[0,0,-1,-1,0,-1,-1],由于g1=0,得到修正后的故障信息向量G′=[1,1,0,0,0,0,0],进而算得P=[0,1,0,0,0,0,0],即故障发生在L2区段上。修正后的跳闸开关向量D′=[0,0,1,0,0,1,0],只需跳开开关S3和S6即可隔离故障。
3.2 增加部分线路导致网络结构改变时的修正算法
当有新的分支或DG并入系统运行时,会使原系统网络拓扑结构中的节点数和支路数增加。此时,必须在原有网络结构的基础上追加新的节点和支路,并通过重新定义新增节点和支路的关联关系,形成新的节点—支路关联矩阵和开关—线路关联矩阵。
4 算法的容错性能
进行故障检测时可能会出现故障信息错误、故障信息丢失或通信系统故障等异常情况[18]。因此,故障检测与隔离算法应该具有较强的容错性,以便应对故障检测与隔离过程中可能出现的各种异常情况。
当故障信息错误时,由于修正元素gi时会将元素-1修正为0,因此,无故障电流流过的测量点错判为-1,或有反向故障电流流过的测量点错判为0时,均不会影响故障检测结果。只有测量点将故障信息0或-1错报为1,或者将1错报为0或-1时,G中对应的元素才会出现错误,导致P中可能出现元素-1或者多个元素为1,影响故障区段的正确判断。
当P中只有1个元素1时,修正算法如下:
1)用P计算D并根据计算结果断开相应的开关。若能够可靠地将故障隔离,说明报错的测量点位于实际故障区段的上游,隔离的线路也位于实际故障线路的上游。若闭合联络开关仍感到存在故障,则此时应采用网络拓扑结构变化后的算法,重新启动故障检测与隔离。
2)若故障电流依然存在,则将P修正为P′:将P中元素1前移一位,其他元素置为0。用P′代替P计算D,再根据D的结果断开相应的开关。当故障发生在主线路上且出错的测量点为故障点下游相邻节点时,通过此步骤能有效隔离故障。
3)若仍未能有效切除故障,则构造P″:将P′中元素1再前移一位,其他元素置0,再用P″代替P算得D来隔离故障,以此类推,直至故障可靠隔离。
当P中出现k(k=2,3,…)个值为1的元素时,修正算法如下:
1)将P分成k个子向量pk,pk均为m维行向量。pk的形成方法是:将P中倒数第k个1对应的元素置1,其他元素置0。
2)首先用p1代替P计算跳闸开关向量D,主机根据D的计算结果断开相应的开关。
3)若故障仍然存在,再用p2代替P,重新计算D并跳开相应开关,以此类推,直至故障可靠切除。
同样以F1处发生故障为例,正常情况下开关S4处测量点检测不到故障电流。若该处测量信息错误,使得g4=1,得到G=[1,1,0,1,0,0,0],算得P=[0,1,-1,1,0,0,0]。P中出现1个元素-1和2个元素1。可将P分解为p1和p2,其中,p1=[0,0,0,1,0,0,0],p2=[0,1,0,0,0,0,0]。先用p1计算D,得到D=[0,0,0,1,1,0,0],即断开开关S4和S5。实际情况证明断开S4和S5后故障仍然存在。再将p2代入计算D,得到D=[0,1,1,0,0,0,0],即断开开关S2和S3。此时,故障F1被完全隔离。
若开关S3处测量信息错误,得到g3=1,G=[1,1,1,0,0,0,0],P=[0,0,1,0,0,0,0],即判断出的故障区段为L3,此时,隔离L3并不能有效切除故障,重新形成P′=[0,1,0,0,0,0,0]。由P′可知故障区段为L2,此时能够可靠地隔离故障。
当某测量点的故障信息丢失时,首先将缺失的元素假设为1,然后计算P,根据P中的元素1的个数,按照信息报错情况的处理方法即可有效隔离故障。此外,当得到的P中有1个或多个值为1的元素且运用相应修正算法未能一次性隔离故障时,表示假设错误,即丢失的故障信息应为0,重新计算P和D,也可有效完成故障检测与隔离。
需要指出的是,上述的讨论仅限于单个信息错误或丢失的情况,容错算法无法解决所有的异常情况。当漏报和误报的关键信息较多时,仍可能会导致判断结果不正确。此时,应研究不依赖通信的、基于本地量的就地故障检测与隔离算法,本文不再详细讨论。
5 结语
本文提出了含DG的配电网故障检测与隔离算法,从已知网络拓扑结构出发,结合故障测量点的过流信息和故障方向信息,通过简单的矩阵运算实现故障检测与隔离。该算法原理清晰,运算量小。针对网络结构改变的情况,结合联络开关的状态对算法进行了修正,使算法具有更好的适用性。同时,针对故障测量点信息错误或丢失的情况,研究了算法的容错性。本文通过算例验证了算法的准确性、可行性及适用性。
摘要：针对含分布式电源的配电网,提出一种基于故障过流和故障方向信息的故障检测与隔离通用矩阵算法。采用关联矩阵描述网络拓扑结构,以来自电网不同测量点的故障电流及其方向信息构成故障信息矩阵,对上述2个矩阵进行运算能快速、可靠地检测到故障区段,结合当前网络结构和开关位置状态即可完成故障隔离。在此基础上,研究了当网络拓扑结构变化时的修正算法:只需简单修正故障信息矩阵和跳闸开关向量即可。此外,研究了算法对通信系统故障、故障信息丢失和故障信息错误等异常情况的容错性。算例计算结果验证了所述算法的正确性和可行性。
隔离型模块电源 第7篇
2012年5月16日,上海安科瑞电气股份有限公司自主研发的GGF-0系列和GGF-I系列隔离电源柜通过了中国质量认证中心的中国国家强制性产品认证,取得了CCC认证证书。证书编号分别为:2012010301539056和2012010301539079。
GGF系列隔离电源柜的设计和生产完全符合GB7251.1-2005/IEC60439-1:2005《低压成套开关设备和控制装置》、GB16895.24-2005/IEC60364-7-710:2002《建筑物电气装置第7-710部分:特殊装置或场所的要求一医疗场所》和JGJ 16-2008《民用建筑电气设计规范》等国家标准和规范。产品根据医疗2类场所对配电系统的特殊要求进行设计。其中,GGF-0系列隔离电源柜为各类手术室配电,可提供小于0.5s的双路电源切换,系统馈电的重要回路采用IT系统,并装设绝缘监测装置,可实现绝缘监测、负载监测、隔离变压器超温监测等功能。非重要回路采用带有剩余电流保护开关的TN-S系统,可实现剩余电流达到30mA时,开关动作。GGF-I系列隔离电源柜应用于ICU(CCU)病房配电系统,可为病床的护理吊塔提供设有绝缘监测装置的IT系统供电。
隔离型模块电源 第8篇
开关电源具有功耗小,效率高,稳压范围宽,体积小等优点,在通信设备、家用电器、仪器仪表等电子电路中应用广泛。本文设计的开关电源要求只有一组输出电压,输出电压调节范围在25～36 V之间,输出电压纹波不超过0.8 V,输出最大功率不低于70 W。在开关电源的各种典型结构中,反激式开关电源硬件电路简单,输出电压既可高于输入电压,又可低于输入电压,非常适合用于输出功率在200 W以下的开关电路。因此设计方案采用了非隔离式反激变换器构成开关电路,选用电流模式控制芯片UC3845为功率开关管提供驱动电流,实现宽幅稳压和高效转换的功能。
1 非隔离反激式变换器电路原理[1]
反激式变换器有两种不同形式,非隔离反激式变换器(见图1)和隔离反激式变换器(见图2)。非隔离反激式变换器只有一个输出电压,适合于只有一组输出且不用隔离的电源,变换器只需要处理一个绕组电感。隔离反激式变换器可以在变压器次级有多个绕组,方便地输出多组与输入电压隔离的输出电压,并且可以通过调节变压器的变比得到大小不同的输出电压。但与非隔离反激式变换器相比,多个绕组的变压器磁芯元件将是电源设计中的一大关键。
对于非隔离反激式变换器,输出电压和输入电压没有隔离,输出电压不低于输入电压。在一个开关周期内,开关导通时,电压加在电感上,电流以某斜率上升,并储存能量在电感中;当开关关断的时候,电感电流经过二极管放电。
2 UC3845工作原理介绍[2]
UC3845是安森美半导体公司的高性能固定频率电流模式控制器。该控制器是专为离线和DC-DC变换器应用而设计的,它可以使设计者使用最少的外部元件即而获得高成本效益的解决方案。UC3845具有高达500 kHz的开关频率、大图腾柱输出电流等特性,是开关电源电路中驱动功率MOSFET管的理想器件。
UC3845芯片具有双列直插8管脚塑料封装以及14管脚塑料表面贴封装两种形式,芯片内部电路具有振荡器、高增益误差放大器、电流取样比较器、PWM所存电路、5 V基准电路、欠压锁定电路和电流图腾柱输出电路等,如图3所示。
(1) 5 V基准电路。
该部分电路由芯片工作电压欠压锁定提供,作为芯片内部电源,经分压衰减得到2.5 V作为误差放大器的比较基准;另外基准电路也提供5 V参考电压给第8(14)管脚。
(2) 振荡器。
振荡器电路产生方波振荡,振荡频率最大为1 MHz,由管脚4(7)与管脚8(14)之间的RT以及管脚4(7)与GND之间连接的CT决定。计算公式推导如下:
UC3845在RT=10 kΩ,CT=3.3 nF时,振荡频率fosc=52 kHz。代入式(1),得到k=1.72。
因此,UC3845芯片的振荡电路频率表达式可以表示如下:
(3) 高增益误差放大器。
UC3845内部提供一个可访问反相输入和输出的全补偿误差放大器。由电压反馈端2(3)管脚输入的反馈电压与2.5 V进行比较,产生的误差电压用于调节脉冲宽度。该误差电压经1管脚输出接RC网络,用于改变增益和频率特性进行外部回路补偿。
(4) 电流取样比较器。
电感电流通过与输出开关Q1源极串联的参考取样电阻R转换成电压。此电压有电流取样输入管脚3(5)监视,并与来自误差放大器的输出电平进行比较。当取样电压大于1 V时,输出脉冲关闭,使开关管关断,起到过流保护的作用。为了抑制电流波形前的尖脉冲,通常在电流取样输入管脚与取样电阻之间增加RC滤波器消除尖脉冲引起的不稳定性。RC滤波器的时间常数接近尖脉冲的持续时间。典型应用电路如图5所示。
(5) PWM锁存电路。
UC3845的电流取样比较器和脉冲宽度锁存电路配置可确保在任何给定的振荡周期内,输出端仅有一个单脉冲输出。即输出端的每个控制脉冲不会超过一个振荡周期,也就是所谓的逐脉冲控制。
(6) 欠压锁定电路。
UC3845采用两个欠压锁定比较器,以保证在输出级被驱动之前集成电路已经工作。正电源电压Vcc和参考输出电压Vref各自由分离的具有滞后特性的比较电路监视,防止工作在各自门限值时出现错误输出动作。Vcc比较器的上下门限分别为8.4 V和7.6 V;Vref比较器的上下门限为3.6 V和3.4 V。
(7) 输出电路。
UC3845采用两个NPN型晶体管连接的图腾柱式输出电路。晶体管A的集电极接电源Vcc,发射极接晶体管B的集电极,晶体管B的集电极接地。两个晶体管的基极分别接前级控制,晶体管的连接处为输出端。A管导通则B管截止,输出高电平;B管导通A管截止,输出低电平;两管均截止时输出为高阻状态。
3 开关电源设计
3.1 开关电源系统组成
图6所示开关电源电路可以很好地满足设计要求。储能元件L1、功率开关管Q1组成开关稳压器,UC3845构成开关的电流控制电路。220 V电网电压经过交流变压为18 V左右的交流信号U2,再经过桥式整流、滤波、稳压后,为UC3845提供工作电压。整流滤波后的直流电压正极经过L1接入开关管Q1的漏极。当Q1导通时,输入整流电压经L1,Q1漏源极、R7组成回路,输入整流电压全部加在L1两端,从而使电能转变为磁能储存于L1。当Q1截至时,L1产生的自感电势与输入整流电压串联连接,通过二极管D1向负载供电。Q1导通时间正比于L1存储能量,因此通过UC3845控制功率开关管通断占空比,可以使输出电压可控。
UC3845在电流控制电路中的工作过程如下:整流后的直流电压经过LM7812稳压后,为UC3845提供工作电压。UC3845的6管脚经过一个小隔离电阻R4输出脉冲驱动功率开关管,功率开关管Q1导通,L1储能;脉冲消失则Q1截止,L1释放能量。管脚2的反馈电压值取自分压后的输出电压,反馈电压值
3.2 输出纹波电压控制措施
图6所示开关电源电路给出了部分阻容元件参数,可以有效完成滤波以及降低输出纹波电压。桥式整流后的电流与地线之间以及输出端与地线之间分别连接1 μF以及4 700 μF的电容,有效滤除高频噪声和低频干扰,降低输出纹波电压。UC3845的Vcc,Vref管脚和地线之间连接瓷介旁路电容(0.1 μF)的目的也是为了滤除高频噪声。
3.3 开关电源输出可调控制系统[3]
图7给出开关电源在调试过程中通过CONTROL端连接的可调电阻VR1进行输出电压控制与测试。在实际应用中,连接图8所示的控制系统进行更精确的步进式电压控制以及电压检测与显示。
图8为软件主程序流程图以及中断子程序流程图。主程序首先对中断寄存器、定时器、键盘、LCD、A/D、D/A控制口初始化,然后进入A/D循环采样,并使用LCD显示采样结果。中断子程序为8051的INT0外部中断处理程序,主要完成键盘扫描以及D/A输出控制电压。键盘输入要显示的开关电源电压与D/A变换器输出的控制电压之间的关系通过实验系统调整VR1进行测试得到相对应的关系。
3.4 实验测试数据分析
实验电路测试框图如图9所示示。将大功率滑线变阻器(100 W/1 kΩ)RL作为负载,串联万用表(DC/20 A)接入到输出端;输出电压可调范围为21～36.1 V,可通过键盘输入21～36 V,步进为1 V,则输出端可输出电压为相应的21～36 V;将大功率滑线变阻器(200 W/30 Ω)作为负载,串联万用表(DC/20 A)接入到输出端,将UC3845的 2管脚跳线接到可调电阻端,调节可调电阻使输出电压最大;改变负载值,直到万用表显示电流达到2.2 A后一段时间,用手触摸开关稳压电源的各大功率器件,发热但是不烫手,则认为该电源正常工作状态下的输出电流可以达到2.2 A;减小负载组值,同时监测输出电压和输出电流,可以看到过流降压保护现象,动作电流为2.35 A。
输出噪声纹波峰峰值:使用示波器(AC,200 ms/div)测量负载两端噪声,得到Uopp<0.45 V;图10为输出最大值时的纹波以及输出电压图(CH1:输出纹波,CH2:输出信号直流电压);在Io=2 A,Uo=33.4 V的测试条件下,将万用表(DC/20 A)串联到L1线圈前,测量得到Ii=3.65 A,Ui=20.1 V,则DC-DC变换器的效率η=UoIo/(UiIi)=91%;UC3845第4管脚处测得信号振荡频率为170.8 kHz,与按照式(2)推导的理论值172 kHz非常接近。因此在式(2)中,k值取1.72比有些教材中取k=1.8更合适[2]。信号波形见图11(CH1:振荡器信号,CH2:输出信号直流电压)。
4 结 语
介绍的非隔离反激式变换器也称为升压变换器(Boost电路)。该开关电源经过实验测试,输出电压调节灵活,DC-DC转换效率高达91%,输出纹波电压小于0.45 V。论文给出了开关电源的详细电路图以及部分阻容元件参数,修正了振荡器频率参数,提供了电路的调测方法。该硬件电路简单,变换效率高,纹波控制有效的特点值得借鉴。
参考文献
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